第一篇：開關電源和模擬電源的區(qū)別
開關電源和模擬電源的區(qū)別
模擬電源：即變壓器電源，通過鐵芯、線圈來實現(xiàn)，線圈的匝數(shù)決定了兩端的電壓比，鐵芯的作用是傳遞變化磁場，(我國)主線圈在50HZ頻率下產(chǎn)生了變化的磁場，這個變化的磁場通過鐵芯傳遞到副線圈，在副線圈里就產(chǎn)生了感應電壓，于是變壓器就實現(xiàn)了電壓的轉變。
模擬電源的缺點：線圈、鐵芯本身是導體，那么它們在轉化電壓的過程中會由于自感電流而發(fā)熱(損耗)，所以變壓器的效率很低，一般不會超過35%。
音響器材功放中變壓器的應用：大功率功放需要變壓器提供更多的功率輸出，那么，只有通過線圈匝數(shù)的增加、鐵芯體積的增大來實現(xiàn)，匝數(shù)和鐵芯體積的增加就會加重其損耗，所以，大功率功放的變壓器必須做的非常大，這樣就會導致：笨重，發(fā)熱量大。
開關電源：在電流進入變壓器之前，通過晶體管的開關功能，將我們通常50HZ的電流頻率提升到數(shù)萬HZ，在這么高的頻率下，磁場變化頻率也達到幾萬HZ，那么，就可以減少線圈匝數(shù)、鐵芯體積獲得同樣的電壓轉化比，由于線圈匝數(shù)、鐵芯體積的減少，損耗大大降低，一般開關電源效率達到90%，而體積可以做的非常小，并且輸出穩(wěn)定，所以開關電源具有模擬電源難以達到的優(yōu)點。
(.開關電源也有自己的不足，如輸出電壓有紋波及開關噪聲，線性電源是沒有的)
音響器材-功放中開關電源的應用：開關電源的描述過程中已經(jīng)表明開關電源的優(yōu)勢，所以即使是大功率功放，開關電源一樣可以做的很精細、小巧，目前國內(nèi)的數(shù)字功放以深圳崔帕斯數(shù)字音響設備公司的數(shù)字功放最為領先，他們目前已經(jīng)發(fā)展到T類純數(shù)字功放，并且下一代S類功放也在研發(fā)中了，具體請參看如下資料：
數(shù)字電源
在簡單易用、參數(shù)變更要求不多的應用場合，模擬電源產(chǎn)品更具優(yōu)勢，因為其應用的針對性可以通過硬件固化來實現(xiàn)，而在可控因素較多、實時反應速度更快、需要多個模擬系統(tǒng)電源管理的、復雜的高性能系統(tǒng)應用中，數(shù)字電源則具有優(yōu)勢。此外，在復雜的多系統(tǒng)業(yè)務中，相對模擬電源，數(shù)字電源是通過軟件編程來實現(xiàn)多 方面的應用，其具備的可擴展性與重復使用性使用戶可以方便更改工作參數(shù)，優(yōu)化電源系統(tǒng)。通過實時過電流保護與管理，它還可以減少外圍器件的數(shù)量。
在復雜的多系統(tǒng)業(yè)務中，相對模擬電源，數(shù)字電源是通過軟件編程來實現(xiàn)多方面的應用，其具備的可擴展性與重復使用性使用戶可以方便更改工作參數(shù)，優(yōu)化電源系統(tǒng)。通過實時過電流保護與管理，它還可以減少外圍器件的數(shù)量。
數(shù)字電源有用DSP控制的，還有用MCU控制的。相對來講，DSP控制的電源采用數(shù)字濾波方式，較MCU控制的電源更能滿足復雜的電源需求、實時反應速度更快、電源穩(wěn)壓性能更好。
數(shù)字電源有什麼好處它首先是可編程的，比如通訊、檢測、遙測等所有功能都可用軟件編程實現(xiàn)。另外，數(shù)字電源具有高性能和高可靠性，非常靈活。
干擾：單片機中數(shù)字和模擬之間，因為數(shù)字信號是頻譜很寬的脈沖信號，因此主要是數(shù)字部分對模擬部分的干擾很強;不僅一般都采用數(shù)字電源和模擬電源分開、二者之間用濾波器連接，在一些要求較高的場合，例如某些單片機內(nèi)部的AD轉換器進行AD轉換時，常常要讓數(shù)字部分進入休眠狀態(tài)，絕大部分數(shù)字邏輯停止工作，以防止它們對模擬部分形成干擾。如果干擾嚴重,甚至可以分別用兩個電源,一般用電感和電容隔離就行了.也可以將整個板子上數(shù)字和模擬部分的電源分別聯(lián)在一起,用分別的通路直接接到電源濾波電容的焊點上.如果對抗干擾要求不高,也可以隨便接在一起.(1)如果不使用芯片的A/D或者D/A功能，可以不區(qū)分數(shù)字電源和模擬電源。
(2)如果使用了A/D或者D/A，還需考慮參考電源設計。
第二篇：開關電源保護電路_電源技術概要
開關電源保護電路_電源技術概要
評價開關電源的質(zhì)量指標應該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術指標滿足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環(huán)境及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作，必須設計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動，防過壓、欠壓、過熱、過流、短路、缺相等保護電路。開關電源常用的幾種保護電路 2.1 防浪涌軟啟動電路
開關電源的輸入電路大都采用電容濾波型整流電路，在進線電源合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會形成很大的浪涌電流，特別是大功率開關電源，采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達100A以上。在電源接通瞬間如此大的浪涌電流，重者往往會導致輸入熔斷器燒斷或合閘開關的觸點燒壞，整流橋過流損壞；輕者也會使空氣開關合不上閘。上述現(xiàn)象均會造成開關電源無法正常工作，為此幾乎所有的開關電源都設置了防止流涌電流的軟啟動電路，以保證電源正常而可靠運行。
圖1是采用晶閘管V和限流電阻R1組成的防浪涌電流電路。在電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流橋（D1～D4）和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80％額定電壓時，逆變器正常工作。經(jīng)主變壓器輔助繞組產(chǎn)生晶閘管的觸發(fā)信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，開關電源處于正常運行狀態(tài)。
圖1 采用晶閘管和限流電阻組成的軟啟動電路
圖2是采用繼電器K1和限流電阻R1構成的防浪涌電流電路。電源接通瞬間，輸入電壓經(jīng)整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時輔助電源Vcc經(jīng)電阻R2對并接于繼電器K1線包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K1的動作電壓時，K1動作，其觸點K1.1閉合而旁路限流電阻R1，電源進入正常運行狀態(tài)。限流的延遲時間取決于時間常數(shù)（R2C2），通常選取為0.3～0.5s。為了提高延遲時間的準確性及防止繼電器動作抖動振蕩，延遲電路可采用圖3所示電路替代RC延遲電路。
圖2 采用繼電器K1和限流電阻構成的軟啟動電路
圖3 替代RC的延遲電路
2.2 過壓、欠壓及過熱保護電路
進線電源過壓及欠壓對開關電源造成的危害，主要表現(xiàn)在器件因承受的電壓及電流應力超出正常使用的范圍而損壞，同時因電氣性能指標被破壞而不能滿足要求。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過壓、欠壓保護以提高電源的可靠性和安全性。
溫度是影響電源設備可靠性的最重要因素。根據(jù)有關資料分析表明，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10％，溫升50℃時的工作壽命只有溫升25℃時的1/6，為了避免功率器件過熱造成損壞，在開關電源中亦需要設置過熱保護電路。圖4是僅用一個4比較器LM339及幾個分立元器件構成的過壓、欠壓、過熱保護電路。取樣電壓可以直接從輔助控制電源整流濾波后取得，它反映輸入電源電壓的變化，比較器共用一個基準電壓，N1.1為欠壓比較器，N1.2為過壓比較器，調(diào)整R1可以調(diào)節(jié)過、欠壓的動作閾值。N1.3為過熱比較器，RT為負溫度系數(shù)的熱敏電阻，它與R7構成分壓器，緊貼于功率開關器件IGBT的表面，溫度升高時，RT阻值下降，適當選取R7的阻值，使N1.3在設定的溫度閾值動作。N1.4用于外部故障應急關機，當其正向端輸入低電平時，比較器輸出低電平封鎖PWM驅動信號。由于4個比較器的輸出端是并聯(lián)的，無論是過壓、欠壓、過熱任何一種故障發(fā)生，比較器輸出低電平，封鎖驅動信號使電源停止工作，實現(xiàn)保護。如將電路稍加變動，亦可使比較器輸出高電平封鎖驅動信號。
圖4 過壓、欠壓、過熱保護電路
2.3 缺相保護電路
由于電網(wǎng)自身原因或電源輸入接線不可靠，開關電源有時會出現(xiàn)缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發(fā)現(xiàn)。當電源處于缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會嚴重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現(xiàn)異常，因此必須對缺相進行保護。檢測電網(wǎng)缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開關電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個簡單的電子缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結點H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經(jīng)比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅動信號。比較器的基準可調(diào)，以便調(diào)節(jié)缺相動作閾值。該缺相保護適用于三相四線制，而不適用于三相三線制。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。
圖5 三相四線制的缺相保護電路
圖6是一種用于三相三線制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅動信號，關閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調(diào)節(jié)缺相保護動作閾值。
圖6 三相三線制的缺相保護電路
2.4 短路保護
開關電源同其它電子裝置一樣，短路是最嚴重的故障，短路保護是否可靠，是影響開關電源可靠性的重要因素。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）兼有場效應晶體管輸入阻抗高、驅動功率小和雙極型晶體管電壓、電流容量大及管壓降低的特點，是目前中、大功率開關電源最普遍使用的電力電子開關器件。IGBT能夠承受的短路時間取決于它的飽和壓降和短路電流的大小，一般僅為幾μs至幾十μs。短路電流過大不僅使短路承受時間縮短，而且使關斷時電流下降率di/dt過大，由于漏感及引線電感的存在，導致IGBT集電極過電壓，該過電壓可在器件內(nèi)部產(chǎn)生擎住效應使IGBT鎖定失效，同時高的過電壓會使IGBT擊穿。因此，當出現(xiàn)短路過流時，必須采取有效的保護措施。為了實現(xiàn)IGBT的短路保護，則必須進行過流檢測。適用IGBT過流檢測的方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值比較，用比較器的輸出去控制驅動信號的關斷；或者采用間接電壓法，檢測過流時IGBT的電壓降Vce，因為管壓降含有短路電流信息，過流時Vce增大，且基本上為線性關系，檢測過流時的Vce并與設定的閾值進行比較，比較器的輸出控制驅動電路的關斷。
在短路電流出現(xiàn)時，為了避免關斷電流的di/dt過大形成過電壓，導致IGBT鎖定無效和損壞，以及為了降低電磁干擾，通常采用軟降柵壓和軟關斷綜合保護技術。在檢測到過流信號后首先是進入降柵保護程序，以降低故障電流的幅值，延長IGBT的短路承受時間。在降柵動作后，設定一個固定延遲時間用以判斷故障電流的真實性，如在延遲時間內(nèi)故障消失則柵壓自動恢復，如故障仍然存在則進行軟關斷程序，使柵壓降至0V以下，關斷IGBT的驅動信號。由于在降柵壓程序階段集電極電流已減小，故軟關斷時不會出現(xiàn)過大的短路電流下降率和過高的過電壓。采用軟降柵壓及軟關斷柵極驅動保護，使故障電流的幅值和下降率都能受到限制，過電壓降低，IGBT的電流、電壓運行軌跡能保證在安全區(qū)內(nèi)。
在設計降柵壓保護電路時，要正確選擇降柵壓幅度和速度，如果降柵壓幅度大（比如7.5V），降柵壓速度不要太快，一般可采用2μs下降時間的軟降柵壓，由于降柵壓幅度大，集電極電流已經(jīng)較小，在故障狀態(tài)封鎖柵極可快些，不必采用軟關斷；如果降柵壓幅度較?。ū热?V以下），降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關斷，以避免過電壓發(fā)生。
為了使電源在短路故障狀態(tài)不中斷工作，又能避免在原工作頻率下連續(xù)進行短路保護產(chǎn)生熱積累而造成IGBT損壞，采用降柵壓保護即可不必在一次短路保護立即封鎖電路，而使工作頻率降低（比如1Hz左右），形成間歇“打嗝”的保護方法，故障消除后即恢復正常工作。
下面介紹幾種IGBT短路保護的實用電路及工作原理。
圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用于專用驅動器EXB841。EXB841內(nèi)部電路能很好地完成降柵及軟關斷，并具有內(nèi)部延遲功能，以消除干擾產(chǎn)生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監(jiān)視腳6，而是經(jīng)快速恢復二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發(fā)生過流，驅動器EXB841的低速切斷電路慢速關斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。
圖7 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護
圖8是利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經(jīng)整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過流時，VA
(a)電路原理圖
(b)PWM控制電路的輸出驅動波形圖
圖8 利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路
圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅動電流經(jīng)R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時經(jīng)R5C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。另一方面，在短路時經(jīng)電流傳感器檢測短路電流，經(jīng)比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關斷。
圖9 綜合過流保護電路
圖10是應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關斷及降低工作頻率保護技術的短路保護電路。
圖10
正常工作狀態(tài)，驅動輸入信號為低電平時，光耦IC4不導通，V1，V3導通，輸出負驅動電壓。驅動輸入信號為高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅動電壓，功率開關管V4工作在正常開關狀態(tài)。發(fā)生短路故障時，IGBT集電極電壓增大，由于Vce增大，比較器IC1輸出高電平，V5導通，IGBT實現(xiàn)軟降柵壓，降柵壓幅度由穩(wěn)壓管VD2決定，軟降柵壓時間由R6C1形成2μs。同時IC1輸出的高電平經(jīng)R7對C2進行充電，當C2上電壓達到穩(wěn)壓管VD4的擊穿電壓時，V6導通并由R9C3形成約3μs的軟關斷柵壓，軟降柵壓至軟關斷柵壓的延遲時間由時間常數(shù)R7C2決定，通常選取在5～15μs。
V5導通時，V7經(jīng)C4R10電路流過基極電流而導通約20μs，在降柵壓保護后將輸入驅動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關斷信號，以避免在故障狀態(tài)下形成硬關斷過電壓，使驅動電路在故障存在的情況下能執(zhí)行一個完整的降柵壓和軟關斷保護過程。
V7導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發(fā)腳2獲得負觸發(fā)信號，555輸出腳3輸出高電平，V9導通，IC3被封鎖，封鎖時間由定時元件R15C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態(tài)，避免了發(fā)生短路故障后仍工作在原來的頻率下，連續(xù)進行短路保護導致熱積累而造成IGBT損壞。只要故障消失，電路又能恢復到正常工作狀態(tài)。結語 開關電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關重要。驗收技術指標時，應對保護功能進行驗證。
開關電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實現(xiàn)保護。
文中所述的保護電路可以靈活組合使用，以簡化電路結構和降低成本。
第三篇：大功率開關電源設計的電源管理監(jiān)控芯片
大功率開關電源設計的電源管理監(jiān)控芯片
從功率預算的角度來看，這些電阻的存在是極不適宜的，因為無論電源是否工作，它們都會持續(xù)消耗功率。在所示的應用中，輸入濾波器使用100nF的電容C1設計而成，因此不需要使用這些電阻。但增大電容容量有很大的益處：可以相應減小扼流圈L1，從而節(jié)省尺寸、重量和成本。但對于1μF的電容來說，R1和R2的總值將必須達到1M?的最大值。在230VAC輸入下，電阻將連續(xù)消耗53mW的功率。http://www.best001.net/xb/20.html AC/DC 隔離電源
由兩路電源（貫通和自閉）輸入，輸出五路相互隔離的電源，其中一路輸出供給CPLD 及外圍電路，另外四路供給MOS 管的驅動電路。這樣可以保證任意一條線路正常供電時，ATS 都能夠正常工作。PS223的功能特點
SiTI出品的PS223是專門為高性能、大功率開關電源設計的電源管理監(jiān)控芯片，具有控制、產(chǎn)生PG以及同時穩(wěn)定+3．3 V、+5 V、+12 V(A)、+12 V(B)3種電壓，實現(xiàn)各路輸出的UVP(低電壓保護)、OVP(過電壓保護)、OCP(過電流保護)、SCP(短路保護)，并提供一路具有自恢復功能的控制輸入端，可作為OTP(過溫度保護)或-12 V UVP(低電壓保護)，當超出片內(nèi)設定值后，會關閉并鎖定控制電路，http://www.best001.net/dykg/1.html停止電源供應器輸出，待故障排除后才可重新啟動，內(nèi)部設計有過載保護以及防雷擊功能，可保證整個電源穩(wěn)定工作。磁芯的選擇
因為全橋變換器中的變壓器工作在雙端，對Br的要求不是很嚴格，它需要的是2Bm。但若選用高Br的磁芯，當電源功率較大時，容易產(chǎn)生飽和現(xiàn)象。為此，對于中、大功率的開關電源，主變壓器選用飽和磁感應強度Bs高、剩余磁感應強度B，低的磁芯。雖然鐵基非晶材料的飽和磁感應強度Bs高，但是由于鐵基非晶材料的工作頻率較低(<15kHz)，頻率高時，損耗增加?？紤]到本課題中的開關頻率為20kHz，故決定使用鐵基超微晶中低剩磁的磁芯。
第四篇：開關電源
開關電源
開關電源
開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術也在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發(fā)展空間。
開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產(chǎn)品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。
開關電源中應用的電力電子器件主要為二極管、IGBT和MOSFET。
SCR在開關電源輸入整流電路及軟啟動電路中有少量應用，GTR驅動困難，開關頻率低，逐漸被IGBT和MOSFET取代。
開關電源的三個條件
1、開關：電力電子器件工作在開關狀態(tài)而不是線性狀態(tài)
2、高頻：電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻
3、直流：開關電源輸出的是直流而不是交流
開關電源的分類
人們在開關電源技術領域是邊開發(fā)相關電力電子器件，邊開發(fā)開關變頻技術，兩者相互促進推動著開關電源每年以超過兩位數(shù)字的增長率向著輕、小、薄、低噪聲、高可靠、抗干擾的方向發(fā)展。開關電源可分為AC/DC和DC/DC兩大類，DC/DC變換器現(xiàn)已實現(xiàn)模塊化，且設計技術及生產(chǎn)工藝在國內(nèi)外均已成熟和標準化，并已得到用戶的認可，但AC/DC的模塊化，因其自身的特性使得在模塊化的進程中，遇到較為復雜的技術和工藝制造問題。以下分別對兩類開關電源的結構和特性作以闡述。
2.1 DC/DC變換
DC/DC變換是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調(diào)制方式Ts不變，改變ton(通用)，二是頻率調(diào)制方式，ton不變，改變Ts（易產(chǎn)生干擾）。其具體的電路由以下幾類：
（1）Buck電路——降壓斬波器，其輸出平均電壓
U0小于輸入電壓Ui，極性相同。
（2）Boost電路——升壓斬波器，其輸出平均電壓
U0大于輸入電壓Ui，極性相同。
（3）Buck－Boost電路——降壓或升壓斬波器，其
輸出平均電壓U0大于或小于輸入電壓Ui，極性相反，電感傳輸。
（4）Cuk電路——降壓或升壓斬波器，其輸出平均電
壓U0大于或小于輸入電壓Ui，極性相反，電容傳輸。
還有Sepic、Zeta電路。
上述為非隔離型電路，隔離型電路有正激電路、反激電路、半橋電路、全橋電路、推挽電路。
當今軟開關技術使得DC/DC發(fā)生了質(zhì)的飛躍，美國VICOR公司設計制造的多種ECI軟開關DC/DC變換器，其最大輸出功率有300W、600W、800W等，相應的功率密度為(6.2、10、17)W/cm3，效率為（80～90）％。日本NemicLambda公司最新推出的一種采用軟開關技術的高頻開關電源模塊RM系列，其開關頻率為（200～300)kHz，功率密度已達到27W/cm3，采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二極管），使整個電路效率提高到90％。
2.2AC/DC變換
AC/DC變換是將交流變換為直流，其功率流向可以是雙向的，功率流由電源流向負載的稱為“整流”，功率流由負載返回電源的稱為“有源逆變”。AC/DC變換器輸入為50/60Hz的交流電，因必須經(jīng)整流、濾波，因此體積相對較大的濾波電容器是必不可少的，同時因遇到安全標準（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、、FCC、CSA），交流輸入側必須加EMC濾波及使用符合安全標準的元件，這樣就限制AC/DC電源體積的小型化，另外，由于內(nèi)部的高頻、高壓、大電流開關動作，使得解決EMC電磁兼容問題難度加大，也就對內(nèi)部高密度安裝電路設計提出了很高的要求，由于同樣的原因，高電壓、大電流開關使得電源工作損耗增大，限制了AC/DC變換器模塊化的進程，因此必須采用電源系統(tǒng)優(yōu)化設計方法才能使其工作效率達到一定的滿意程度。
AC/DC變換按電路的接線方式可分為，半波電路、全波電路。按電源相數(shù)可分為，單相、三相、多相。按電路工作象限又可分為一象限、二象限、三象限、四象限。
開關電源的選用
開關電源在輸入抗干擾性能上，由于其自身電路結構的特點（多級串聯(lián)），一般的輸入干擾如浪涌電壓很難通過，在輸出電壓穩(wěn)定度這一技術指標上與線性電源相比具有較大的優(yōu)勢，其輸出電壓穩(wěn)定度可達(0.5～1）％。開關電源模塊作為一種電力電子集成器件，在選用中應注意以下幾點：
3.1輸出電流的選擇
因開關電源工作效率高，一般可達到80％以上，故在其輸出電流的選擇上，應準確測量或計算用電設備的最大吸收電流，以使被選用的開關電源具有高的性能價格比，通常輸出計算公式為：
Is=KIf
式中：Is—開關電源的額定輸出電流；
If—用電設備的最大吸收電流；
K—裕量系數(shù)，一般取1.5～1.8；
3.2接地
開關電源比線性電源會產(chǎn)生更多的干擾，對共模干擾敏感的用電設備，應采取接地和屏蔽措施，按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制，開關電源均采取EMC電磁兼容措施，因此開關電源一般應帶有EMC電磁兼容濾波器。如利德華福技術的HA系列開關電源，將其FG端子接大地或接用戶機殼，方能滿足上述電磁兼容的要求。
3.3保護電路
開關電源在設計中必須具有過流、過熱、短路等保護功能，故在設計時應首選保護功能齊備的開關電源模塊，并且其保護電路的技術參數(shù)應與用電設備的工作特性相匹配，以避免損壞用電設備或開關電源。
開關電源技術的發(fā)展動向
開關電源的發(fā)展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。由于開關電源輕、小、薄的關鍵技術是高頻化，因此國外各大開關電源制造商都致力于同步開發(fā)新型高智能化的元器件，特別是改善二次整流器件的損耗，并在功率鐵氧體（MnZn)材料上加大科技創(chuàng)新，以提高在高頻率和較大磁通密度（Bs)下獲得高的磁性能，而電容器的小型化也是一項關鍵技術。SMT技術的應用使得開關電源取得了長足的進展，在電路板兩面布置元器件，以確保開關電源的輕、小、薄。開關電源的高頻化就必然對傳統(tǒng)的PWM開關技術進行創(chuàng)新，實現(xiàn)ZVS、ZCS的軟開關技術已成為開關電源的主流技術，并大幅提高了開關電源的工作效率。對于高可靠性指標，美國的開關電源生產(chǎn)商通過降低運行電流，降低結溫等措施以減少器件的應力，使得產(chǎn)品的可靠性大大提高。
模塊化是開關電源發(fā)展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統(tǒng)，可以設計成N＋1冗余電源系統(tǒng)，并實現(xiàn)并聯(lián)方式的容量擴展。針對開關電源運行噪聲大這一缺點，若單獨追求高頻化其噪聲也必將隨著增大，而采用部分諧振轉換電路技術，在理論上即可實現(xiàn)高頻化又可降低噪聲，但部分諧振轉換技術的實際應用仍存在著技術問題，故仍需在這一領域開展大量的工作，以使得該項技術得以實用化。
電力電子技術的不斷創(chuàng)新，使開關電源產(chǎn)業(yè)有著廣闊的發(fā)展前景。要加快我國開關電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展速度，就必須走技術創(chuàng)新之路，走出有中國特色的產(chǎn)學研聯(lián)合發(fā)展之路，為我國國民經(jīng)濟的高速發(fā)展做出貢獻。
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開關電源 測試方法
一． 耐電壓
（HI.POT,ELECTRIC STRENGTH ,DIELECTRIC VOLTAGE WITHSTAND）KV
1.1 定義:于指定的端子間,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG間,可耐交流之有效值,漏電流一般可容許10毫安,時間1分鐘。
1.2 測試條件：Ta：25攝氏度；RH：室內(nèi)濕度。
1.3 測試回路：
1.4 說明：
1．4．1 耐壓測試主要為防止電氣破壞，經(jīng)由輸入串入之高壓，影響使用者安全。
1．4．2 測試時電壓必須由0V開始調(diào)升，并于1分鐘內(nèi)調(diào)至最高點。
1．4．2 放電時必須注意測試器之Timer設定，于OFF前將電壓調(diào)回 0V。
1．4．3 安規(guī)認證測試時，變壓器需另行加測，室內(nèi)，溫度25攝氏度，RH：95攝氏度，48HR，后測試變壓器初/次級與初級/CORE。
1．4．5生產(chǎn)線測試時間為1秒鐘。
二．紋波噪聲（漣波雜訊電壓）
（Ripple & Noise）%，mv
2．1定義：
直流輸出電壓上重疊之交流電壓成份最大值(P-P)或有效值。
2．2測試條件:
I/P: Nominal
O/P : Full Load
Ta : 25℃
2．3測試回路:
2．4測試波形:
2．5說明:
2．5．1示波器之GND線愈短愈好,測試線得遠離PUS。
2．5．2使用1：1之Probe。
2．5．3 Scope之BW一般設定于20MHz，但是對于目前的網(wǎng)絡產(chǎn)品測試紋波噪聲最好將BW設為最大。
2．5．4 Noise與使用儀器，環(huán)境差異極大，因此測試必須表明測試地點。
2．5．5測試紋波噪聲以不超過原規(guī)格值 +1%Vo。
三．漏電流（洩漏電流）
（Leakage Current）mA
3．1定義：
輸入一機殼間流通之電流（機殼必須為接大地時）。
3．2測試條件：
I/P：Vin max.×1.06(TUV)/60Hz
Vin max.(UL1012)/60Hz
O/P: No Load/Full Load
Ta: 25 ℃
3.3測試回路：
3．4說明：
3．4．1 L，N均需測。
3．4．2UL1012 R值為1K5。
TUV R值為2K/0。15uF。
3．4．3漏電流規(guī)格TUV：3。5mA,UL1012:5mA。
四．溫度測試
（Temperature Test）
4.1定義：
溫度測試指PSU于正常工作下，其零件或Case溫度不得超出其材質(zhì)規(guī)
格或規(guī)格定值。
4．2測試條件：
I/P: Nominal
O/P: Full Load
Ta : 25℃
4．3測試方法：
4．3．1將Thermo Coupler(TYPE K)穩(wěn)固的固定于量測的物體上
（速干、Tape或焊接方式）。
4．3．2 Thermo Coupler于末端絞三圈后焊成一球狀測試。
4．3．3我們一般用點溫計測量。
4．4測試零件：
熱源及易受熱源影響部分
例如：輸入端子、Fuse、輸入電容、輸入電感、濾波電容、橋整、熱
敏、突波吸收器、輸出電容、輸出電容、輸出電感、變壓器、鐵芯、繞線、散熱片、大功率半導體、Case、熱源零件下之P.C.B.……。
4．5零件溫度限制：
4．5．1零件上有標示溫度者，以標示之溫度為基準。
4．5．2其他未標示溫度之零件，溫度不超過P.C.B.之耐溫。
4．5．3電感顯示個別申請安規(guī)者，溫升限制65℃Max(UL1012),75℃
Max(TUV)。
五．輸入電壓調(diào)節(jié)率
（Line Regulation）, %
5．1定義：
輸入電壓在額定范圍內(nèi)變化時，輸出電壓之變化率。
Vmax-Vnor
Line Regulation(+)=------------------
Vnor
Vnor-Vmin
Line Regulation(-)=------------------
Vnor
Vmax-Vmin
Line Regulation=----------------
Vnor
Vnor:輸入電壓為常態(tài)值，輸出為滿載時之輸出電壓。
Vmax:輸入電壓變化時之最高輸出電壓。
Vmin:輸入電壓變化時之最低輸出電壓。
5．2測試條件：
I/P：Min./Nominal/Max
O/P:Full Load
Ta:25℃
5.3測試回路：
5．4說明：
Line Regulation 亦可直接Vmax-Vnor與Vmin-Vnor之±最大
值以mV表示，再配合Tolerance%表示。
六．負載調(diào)節(jié)率
（Load Regulation）%
5．1定義：
輸出電流于額定范圍內(nèi)變化（靜態(tài)）時，輸出電壓之變化率。
|Vminl-Vcent|
Line Regulation(+)=------------------×100%
Vcent
|Vcent-VfL|
Line Regulation(-)=------------------×100%
Vcent
|VminL-VfL|
Line Regulation(%)=----------------×100%
Vcent
VmilL:最小負載時之輸出電壓
VfL:滿載時之輸出電壓
Vcent:半載時之輸出電壓
6．2測試條件：
I/P：Nominal
O/P:Min./Half/Full Load
Ta:25℃
6.3測試回路：
6．4Load Regulation亦可直接Vmin.L-Vcent與Vcent-Vmax.之±最大
值以mV表示，再配合Tolerance%表示。
第五篇：基于DSP開關電源
基于DSP的開關電源
摘要
本文以TMs320LF2407A為控制核心，介紹了一種基于DSP的大功率開關電源的設計方案。該電源采用半橋式逆變電路拓撲結構，應用脈寬調(diào)制和軟件PID調(diào)節(jié)技術實現(xiàn)了電壓的穩(wěn)定輸出。最后，給出了試驗結果。試驗表明，該電源具有良好的性能，完全滿足技術規(guī)定要求。關鍵字：DSP；開關電源；PID調(diào)節(jié)
ABSTRACT In this paper,setting TMs320LF2407A as the control center, it describes a DSP-based high-power switching power source design.The power supply uses a half-bridge inverter circuit topology, applications and software PID regulator pulse width modulation technology to achieve a stable output voltage.Finally, the experimental results was given.The experimental results show that the power supply has a good performance, fully meeting the technical requirements.Key Words: DSP;Switching power supply;PID
0 引 言
信息時代離不開電子設備，隨著電子技術的高速發(fā)展，電子設備的種類與日俱增，與人們的工作、生活的關系也日益密切。任何電子設備又都離不開可靠的供電電源，它們對電源供電質(zhì)量的要求也越來越高。
目前，開關電源以具有小型、輕量和高效的特點而被廣泛應用于電子設備中，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源。與之相應，在微電子技術發(fā)展的帶動下，DSP芯片的發(fā)展日新月異，因此基于DSP芯片的開關電源擁有著廣闊的前景，也是開關電源今后的發(fā)展趨勢。電源的總體方案設計
本文所設計的開關電源的基本組成原理框圖如圖1所示，主要由功率主電路、DSP控制回路以及其它輔助電路組成。
開關電源的主要優(yōu)點在“高頻”上。通常濾波電感、電容和變壓器在電源裝置的體積和重量中占很大比例。從“電路”和“電機學”的有關知識可知，提高開關頻率可以減小濾波器的參數(shù)，并使變壓器小型化，從而有效地降低電源裝置的體積和重量。以帶有鐵芯的變壓器為例，分析如下：
圖1.開關電源基本原理
設鐵芯中的磁通按正弦規(guī)律變化，即φ= φMsinωt，則：
eL??Wd????Wcos?t?EMcos?t dt(1)式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情況下，EM=√2E，φM=BMS，故：
E?2?fW?M?4.44fWBMS 2(2)式中，f為鐵芯電路的電源頻率；W 為鐵芯電路線圈匝數(shù)；BM為鐵芯的磁感應強度；S為鐵芯線圈截面積。
從公式可以看出電源頻率越高，鐵芯截面積可以設計得越小，如果能把頻率從50 Hz提高到50 kHz，即提高了一千倍，則變壓器所需截面積可以縮小一千倍，這樣可以大大減小電源的體積。
綜合電源的體積、開關損耗以及系統(tǒng)抗干擾能力等多方面因素的考慮，本開關電源的開關頻率設定為30 kHZ。系統(tǒng)的硬件設計 2.1 功率主電路
本電源功率主回路采用“AC-DC-AC—DC”變換的結構，主要由輸入電網(wǎng)EMI濾波器、輸人整流濾波電路、高頻逆變電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路等幾部分組成，如圖2所示。
圖2.功率主電路原理圖
圖3.功軍主回路的電壓波形變化
本開關電源采用半橋式功率逆變電路。如圖2所示，輸入市電經(jīng)EMI濾波器濾波，大大減少了交流電源輸入的電磁干擾，并同時防止開關電源產(chǎn)生的諧波串擾到輸入電源端。再經(jīng)過橋式整流電路、濾波電路變成直流電壓加在P、N兩點問。P、N之間接人一個小容量、高耐壓的無感電容，起到高頻濾波的作用。半橋式功率變換電路與全橋式功率變換電路類似，只是其中兩個功率開關器件改由兩個容量相等的電容CA1和CA2代替。在實際應用中為了提高電容的容量以及耐壓程度，CA1和CA2往往采用的是由多個等值電容并聯(lián)組成的電容組。C A1、CA2 的容量選值應在電源體積和重量允許的條件下盡可能的大，以減小輸出電壓的紋波系數(shù)和低頻振蕩。CA1 和CA2 在這里同時起到了靜態(tài)時分壓的作用，使Ua =Uin／2。
在本電源的設計中，采用IGBT來作為功率開關器件。它既具有MOSFET的通斷速度快、輸入阻抗高、驅動電路簡單及驅動功率小等優(yōu)點，又具有GTR的容量大和阻斷電壓高的優(yōu)點。
在IGBT的集射極間并接RC吸收網(wǎng)絡，降低開關應力，減小IGBT關斷產(chǎn)生的尖峰電壓；并聯(lián)二極管DQ實現(xiàn)續(xù)流的作用。二次整流采用全波整流電路，通過后續(xù)的LC濾波電路，消除高頻紋波，減小輸出直流電壓的低頻振蕩。LC濾波電路中的電容由多個高耐壓、大容量的電容并聯(lián)組成，以提高電源的可靠性，使輸出直流電壓更加平穩(wěn)。2.2 控制電路
控制電路部分實際上是一個實時檢測和控制系統(tǒng)，包括對開關電源輸出端電壓、電流和IGBT溫度的檢測，對收集信息的分析和運算處理，對電源工作參數(shù)的設置和顯示等。其控制過程主要是通過采集開關電源的相關參數(shù)，送入DSP芯片進行預定的分析和計算，得出相應的控制數(shù)據(jù)，通過改變輸出PWM波的占空比，送到逆變橋開關器件的控制端，從而控制輸出電壓和電流。
控制電路主要包括DSP控制器最小系統(tǒng)、驅動電路、輔助電源電路、采樣電路和保護電路。
（1）DSP控制器最小系統(tǒng)
DSP控制器是其中控制電路的核心采用TMS32OLF2407A DSP芯片，它是美國TEXAS INSTU—MENTS（TI）公司的最新成員。TMS30LF2407A基于C2xLP內(nèi)核，和以前C2xx系列成員相比，該芯片具有處理性能更好（30MIPS）、外設集成度更高、程序存儲器更大、A／D轉換速度更快等特點，是電機數(shù)字化控制的升級產(chǎn)品，特別適用于電機以及逆變器的控制。DSP控制器最小系統(tǒng)包括時鐘電路、復位電路以及鍵盤顯示電路。時鐘電路通過15 MHz的外接晶振提供；復位電路直接通過開關按鍵復位；由4×4的矩陣式鍵盤和SPRT12864M LCD構成了電源系統(tǒng)的人機交換界面。
（2）驅動放大電路
IGBT的驅動電路采用脈沖變壓器和TC4422組成，其電路原理圖如圖4所示：
圖4.IGBT驅動電路原理圖
由于TMS320LF2407A的驅動功率較小，不能勝任驅動開關管穩(wěn)定工作的要求，因此需要加上驅動放大電路，以增大驅動電流功率，提高電源系統(tǒng)的可靠性。如圖4所示，采用兩片TCA422組成驅動放大電路。
TC4421／4422是Microchip公司生產(chǎn)的9A高速MOsFET／IGBT驅動器，其中TC4421是反向輸出，TC4422是同向輸出，輸出級均為圖騰柱結構。
TC4421／4422具有以下特點：
①輸出峰值電流大：9 A；
② 電源范圍寬：4.5 V～18 V；
③連續(xù)輸出電流大：最大2 A；
④快速的上升時間和下降時間：30 ns（負載4700pF），180 ns（負載47000 pF）；
⑤傳輸延遲時間短：30 ns（典型）；
⑥供電電流?。哼壿嫛?”輸入～200μA（典型），邏輯“0”輸入～55 μA（典型）；
⑦輸出阻抗低：1.4 Ω（典型）；
⑧閉鎖保護：可承受1.5 A的輸出反向電流；
⑨輸入端可承受高達5 V的反向電壓；
⑩能夠由TTL或CMOS電平（3 V～18 V）直接驅動，并且輸人端采用有300 mV滯回的施密特觸發(fā)電路。
當TMS320LF2407A輸出的PWM1為高電平，PWM2為低電平時，經(jīng)過TCA422驅動放大后輸出，在脈沖變壓器一次側所流過的電流從PWMA流向PWMB，如圖4中箭頭所示，電壓方向為上正下負。
根據(jù)變壓器的同名端和接線方式，則開關管Q1的柵極電壓為正，Q2的柵極電壓為負。因此，此時是驅動QM1導通。反之若是PWM1為高電平，PWM2為低電平時，則是驅動Q2導通。四只二極管DQ1 ～DQ2的作用是消除反電動勢對TCA422的影響。
（3）輔助電源電路
本開關電源電路設計過程中所需要的幾路工作電源如下：
① TMS320LF2407 DSP所需電源：I／O 電源（3.3 V），PLL（PHSAELOCKED LOOP）電源（3.3 V），F(xiàn)IASH編程電壓（5 V），模擬電路電源電壓（3.3 V）；②TCA422芯片所需電源：電源端電壓范圍4.5～18 V（選擇15 V）；③采樣電路中所用運算放大器的工作電源為15 V。
因此，整個控制電路需要提供15 V、5 V和3.3 V三種制式的電壓。設計中選用深圳安時捷公司的HAw 5-220524 AC／DC模塊將220 V、50 Hz的交流電轉換成24 V直流電，然后采用三端穩(wěn)壓器7815和7805獲得15 V和5 V的電壓。TMS320LF2407A所需的3.3 V由5 V通過TPS7333QD電壓芯片得到。（4）采樣電路
電壓采樣電路由三端穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器PC817之問的配合來構成。電路設計如圖5所示，TL431與PC817一次側的LED串聯(lián)，TL431陰極流過的電流就是LED的電流。輸出電壓Ud經(jīng)分壓網(wǎng)絡后到參考電壓UR與TL431中的2.5 V基準電壓Uref進行比較，在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流 If發(fā)生變化，再通過光耦將變化的電流信號轉換為電壓信號送人LF2407A的ADCIN00引腳。
圖5.電壓采樣電路原理圖
由于TMS320LF2407A的工作電壓為3.3 V，因此輸入DSP的模擬信號也不能超過3.3 V。為防止輸入信號電壓過高造成A／D輸入通道的硬件損壞，我們對每一路A／D通道設計了保護電路，如圖5所示，Cu2，CU3 起濾波作用，可以將系統(tǒng)不需要的高頻和低頻噪聲濾除掉，提高系統(tǒng)信號處理的精度和穩(wěn)定性。
另外，采用穩(wěn)壓管限制輸入電壓幅值，同時輸入電壓通過二極管與3.3 V電源相連，以吸收瞬間的電壓尖峰。
當電壓超過3.3 V時，二極管導通，電壓尖峰的能量被與電源并聯(lián)的眾多濾波電容和去耦電容吸收。并聯(lián)電阻Ru4的目的是給TL431提供偏置電流，保證TL431至少有1 mA的電流流過。Cu1 和RU3作為反饋網(wǎng)絡的補償元件，用以優(yōu)化系統(tǒng)的頻率特性。
電流采樣的原理與電壓采樣類似，只是在電路中要通過電流傳感器將電流信號轉換為電壓信號，然后再進行采集。
（5）保護電路
為保證系統(tǒng)中功率轉換電路及逆變電路能安全可靠工作，TMs320LF2407A提供了PDPINTA,各種故障信號經(jīng)或門CD4075B綜合后，經(jīng)光電隔離、反相及電平轉換后輸入到PDPINTA引腳，有任何故障時，CD4075B輸出高電平，PDPINTA引腳相應被拉為低電平，此時DSP所有PWM輸出管腳全部呈現(xiàn)高阻狀態(tài)，即封鎖PWM輸出。整個過程不需要程序干預，由硬件實現(xiàn)。這對實現(xiàn)各種故障信號的快速處理非常有用。在故障發(fā)生后，只有在人為干預消除故障，重啟系統(tǒng)后才能繼續(xù)工作。系統(tǒng)的軟件實現(xiàn)
為了構建DSP控制器軟件框架，使程序易于編寫、查錯、測試、維護、修改、更新和擴充，在軟件設計中采用了模塊化設計，將整個軟件劃分為初始化模塊、ADC信號采集模塊、PID運算處理模塊、PWM波生成模塊、液晶顯示模塊以及按鍵掃描模塊。各模塊間的流程如圖6所示。
圖6.功能模塊流程圖
3.1 初始化模塊
系統(tǒng)初始化子程序是系統(tǒng)上電后首先執(zhí)行的一段代碼，其功能是保證主程序能夠按照預定的方式正確執(zhí)行。系統(tǒng)的初始化包括所有DSP的基本輸入輸出單元的初始設置、LCD初始化和外擴單元的檢測等。
3.2 ADC采樣模塊
TMS320LF2407A芯片內(nèi)部集成了10位精度的帶內(nèi)置采樣／保持的模數(shù)轉換模塊（ADC）。根據(jù)系統(tǒng)的技術要求，10位ADC的精度可以滿足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本設計直接利用DSP芯片內(nèi)部集成的ADC就可滿足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC，最小轉換時間可達到500 ns，也滿足控制對采樣周期要求。
ADC采樣模塊首先對ADC進行初始化，確定ADC通道的級聯(lián)方式，采樣時間窗口預定標，轉換時鐘預定標等。然后啟動ADC采樣，定義三個數(shù)組依次存放電壓、電流和溫度的采樣結果，對每一個信號采樣8次，經(jīng)過移位還原后存儲到相應的數(shù)組中，共得到3組數(shù)據(jù)。如果預定的ADC中斷發(fā)生，則轉人中斷服務程序，對采樣的數(shù)據(jù)進行分析、處理和傳輸。以電壓采樣為例，其具體的流程圖如圖7所示。
圖7.程序流程圖
3.3 PID運算模塊
本系統(tǒng)借助DSP強大的運算功能，通過編程實現(xiàn)了軟件PID調(diào)節(jié)。由于本系統(tǒng)軟件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un，式（3）為增量式PID算法的離散化形式：
?un?Kp(en?en?1)?Kien?Kd[en?2en?1?en?2]
(3)
開關電源在進入穩(wěn)態(tài)后，偏差是很小的。如果偏差e在一個很小的范圍內(nèi)波動，控制器對這樣微小的偏差計算后，將會輸出一個微小的控制量，使輸出的控制值在一個很小的范圍內(nèi)，不斷改變自己的方向，頻繁動作，發(fā)生振蕩，這既影響輸出控制器，也對負載不利。
為了避免控制動作過于頻繁，消除由于頻繁動作所引起的系統(tǒng)振蕩，在PID算法的設計中設定了一個輸出允許帶eo。當采集到的偏差|en|≤eo時，不改變控制量，使充電過程能夠穩(wěn)定地進行；只有當|en| >eo 時才對輸出控制量進行調(diào)節(jié)。PID控制模塊的程序流程如圖8所示：
圖8.PID運算程序流程圖
TMS320LF2407A內(nèi)部包括兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊包括通用定時器GP、比較單元、捕獲單元以及正交編碼脈沖電路。通過TMS320LF2407A事件管理模塊中的比較單元可以產(chǎn)生帶死區(qū)的PWM波，與PWM 波產(chǎn)生相關的寄存器有：比較寄存器CMPRx、定時器周期寄存器Tx—PR、定時器控制寄存器TxCON、定時器增／減計數(shù)器TxCNT、比較控制寄存器COMCONA／B、死區(qū)控制寄存器DBTCONA／B。
PWM波的生成需對TMS320LF2407A的事件管理模塊中的寄存器進行配置。由于選用的是PWM1／2，因此配置事件管理寄存器組A，根據(jù)需要生成帶死區(qū)PWM波的設置步驟為：
（1）設置并裝載比較方式寄存器ACTRA，即設置PWM波的輸出方式；
（2）設置T1CON寄存器，設定定時器1工作模式，使能比較操作；
（3）設置并裝載定時器1周期寄存器T1PR，即規(guī)定PWM 波形的周期；
（4）定義CMPR1寄存器，它決定了輸出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通過計算采樣值而得到的；
（5）設置比較控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中斷；
（6）設置并裝載死區(qū)寄存器DBTCONA，即設置死區(qū)時間。
圖9.帶死區(qū)PWM波的生成原理
3.5 鍵盤掃描及LCD顯示模塊
按鍵掃描執(zhí)行模塊的作用是判斷用戶的輸入，對不同的輸入做出相應的響應。本開關電源設計采用16個壓電式按鍵組成的矩陣式鍵盤構成系統(tǒng)的輸入界面。16個按鍵的矩陣式鍵盤需要DSP的8個I／O口，這里選用IOPA0～IOPA3作為行線，IOPF0～IOPF3作為列線。由于TMS320LF2407A都是復用的I／O口，因此需要對MCRA和MCRC寄存器進行設置使上述8個I／O口作為一般I／O端口使用。按鍵掃描執(zhí)行模塊采用的是中斷掃描的方式，只有在鍵盤有鍵按下時才會通過外部引腳產(chǎn)生中斷申請，DSP相應中斷，進人中斷服務程序進行鍵盤掃描并作相應的處理。
LCD顯示模塊需要DSP提供11個I／O口進行控制，包括8位數(shù)據(jù)線和3位控制線，數(shù)據(jù)線選用IOPB0～IOPB7，控制線選用IOPFO IOPF2，通過對PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的設置實現(xiàn)DSP與LCD的數(shù)據(jù)傳輸，實時顯示開關電源的運行狀態(tài)。結論
本文介紹的基于DSP的大功率高頻開關電源，充分發(fā)揮了DSP強大功能，可以對開關電源進行多方面控制，并且能夠簡化器件，降低成本，減少功耗，提高設備的可靠性。
參考文獻
[1]何希才.新型開關電源的設計與應用[J]．北京：科學出版社，2001 [2]劉和平，嚴利平，張學鋒等.TMS320LF240xDSP結構、原理及應用[J]．北京：航空航天大學出版社，2002 [3] 陳偉，馬金平，杜志江，李永利.基于DSP的PWM型開關電源的設計[J].微計算機信息，2006，12(5)：238-240 [4]周志敏，周紀海.開關電源實用技術——設計與應用[J].北京：人民郵電出版社，2003 [5] 毛曉波.交流采樣技術及其DSP實現(xiàn)方法.微計算機信息[J].2005，11(5)：36-39
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