第一篇：相位測距

基于高精度測距的APD接收電路設計

相位式測距是通過測量連續(xù)的幅度調制信號在待測距離上往返傳播所產生的相位延遲，間接地測定信號傳播時間，從而得到被測距離的。這種方法測量精度高，通常在毫米量級。

2.1相位式激光測距技術

2.1.1基本原理

相位式激光測距的基本原理框圖如圖所示：

相位法激光測距基本原理圖

它由激光發(fā)射系統(tǒng)、角反射器、接收系統(tǒng)、綜合頻率系統(tǒng)、混頻鑒相系統(tǒng)和計數顯示系統(tǒng)等組成。角反射器是一種三個反射面之間互成90°的光學棱鏡，90°角要求有誤差小于± 2 ''的加工精度；它可以把射來的光線按原方向反射回去，即一個入射光射入后，不論入射角如何，經角反射器棱鏡反射后的光線與入射光線平行。

相位法激光測距技術就是利用發(fā)射的調制光和被目標反射的接收光之間光波的相位差所包含的距離信息來實現對被測目標距離量的測量。由于采用調制和差頻測相技術，具有測量精度高的優(yōu)點，廣泛應用于有合作目標的精密測距場合。

基本原理如下：

相位式激光測距調制波形圖

設調制頻率為f，幅度調制波形如圖 2.2 所示，波長為

式中c是光速，λ是調制波形的波長。由圖可知，光波從A點傳到B點的相移φ可表示為

式中，m 是零或正整數，Δm 是個小數，A,B 兩點之間的距離 L 為

式中，t 表示光由A點傳到B點所需時間。

給出(2-3)式時已利用了(2-1)式和(2-2)式。由(2-3)式可知，如果測得光波相移φ中2π的整數 m 和小數Δm，就可由(2-3)式確定出被測距離 L，所以調制光波被認為是相位式激光測距儀測量距離的一把度量標準，可以形象的稱之為“光尺”。不過，用一臺測距儀直接測量A和B兩點光波傳播的相移是非常困難的，因此采用在B點設置一個反射器(即所謂合作目標)，使從測距儀發(fā)出的光波經反射器反射再返回測距儀，然后由測距儀的測相系統(tǒng)對光波往返一次的相位變化進行測量。圖 2.3示意地表示光波在距離 L 上往返一次后的相位變化。

光波往返一次后的相位變化圖

為分析方便，假設測距儀的接收系統(tǒng)置 A'，(實際上測距儀的發(fā)射和接收系統(tǒng)都是在A點)，并且AB = BA'，A A' = 2L，如圖 2.3 所示，則有

或

式中，m是零或正整數，Δm是小數。這時，Ls表示相應于半個調制周期內光波的傳輸距離，稱之為測距儀的“電尺長度”。

如果被測距離的概略值已經精確到電尺長度以內，即已經知道m(xù)的具體數值，則被測距離的精確值就要根據Δm 也就是Δφ來確定。然而實際上經常是不知道被測距離的概略值，而只根據一個調制頻率又無法確定整周期數m，因而不能唯一地確定被測距離。這個問題稱為測距儀的多值性。由于相位測相技術只能測量出不足2π的相位尾數Δφ，即只能確定小數Δm=Δφ/2π，而不能確定出相位的整周期數m，因此，當距離上大于Ls時，僅用一把“光尺”是無法測定距離的。因此采用單一頻率測距時，由于只能在一個電尺長度內測量，測距范圍為Ls。

圖2.4光波經2L后的相位變化

當距離L < λ/2時，即m = 0時，可確定距離L為

由此可知，如果被測距離較長，可降低調制頻率，使得Ls > L即可確定距離L。但是由于測相系統(tǒng)存在的測相誤差，使得所選用的Ls愈大時測距誤差愈大。例如，如果測相系統(tǒng)的測相誤差為1‰，則當測尺長度Ls = 10m時，會引起lcm 的距離誤差，而當Ls = 1000m時，所引起的誤差就可達lm。所以，既能測長距離又要有較高的測距精度，解決的辦法就是同時使用Ls不同的幾把“光尺”。例如要測量584.76m 的距離時，選用測尺長度Ls為1000m 的調制光作為“粗尺”，而選用測尺長度Ls為10m的調制光作為“細尺”。假設測相系統(tǒng)的測相精度為1‰，則用Ls1可測得不足1000m的尾數584m，用Ls2可測得不足10m的尾數4.76m，將兩者結合起來就可以得到 584.76m。

這樣，用一組(兩個或兩個以上)測尺一起對距離L進行測量，就解決了測距儀高精度和長測程的矛盾，其中最短的測尺保證了必要的測距精度，最長的測尺則保證了測距儀的測程。

3.2激光發(fā)射部分

激光發(fā)射部分，包括激光調制信號（4MHz和40MHz兩路信號）的產生、激光信號的產生和調制發(fā)射部分三個模塊。

3.2.1激光調制信號的產生

發(fā)射部分最重要的是激光調制信號產生模塊即電路中各個頻率的產生模塊，其中最主要部分包括鎖相環(huán)的設計和基于 CPLD和VHDL語言的分頻器的設計。

由總體框圖可知，本系統(tǒng)中除了光頻信號外，電路中一共出現五個不同頻率的信號，即：主振1：fs1=40MHz，主振2fs2 =4MHz，本振1：ft1 =40.01MHz，本振2：ft2=4.01MHz和10KHz的混頻輸出信號，除了最后一個混頻輸出信號外，其他四個頻率的信號都將在這個模塊當中產生。

其中，主振1（fs1）：由40MHz的有源晶振直接產生，這是整個系統(tǒng)頻率產生的源，由系統(tǒng)框圖可以看到，這個信號有四個功能：

1)作為激光調制信號，用這個信號去調制激光器，產生40MHz的發(fā)射信號； 2)通過分頻產生4MHz的主振2（fs2）信號；

3)通過分頻提供給鎖相環(huán)參考信號，從而獲得本振1(ft1)信號；

4)給混頻器2一個輸入信號，與本振1混頻后獲得發(fā)射信號的相位信息，給測相器提供一個開門信號，開始記錄相位差信號。

主振2（fs2）：由CPLD對主振1（fs1）信號10分頻直接產生。由系統(tǒng)框圖可以看到，這個信號的功能為：

1)作為激光調制信號，用這個信號去調制激光器，產生4MHz的發(fā)射信號； 2)通過分頻提供給鎖相環(huán)參考信號，從而獲得本振2(ft2)信號；

3)給混頻器3一個輸入信號，與本振2混頻后獲得發(fā)射信號的相位信息，給測相器提供一個開門信號，開始記錄相位差信號。

本振1(ft1)：由鎖相環(huán)產生。由系統(tǒng)框圖可以看到，這個信號的功能為：

1)給混頻器2提供一個輸入信號，與主振1混頻后獲得發(fā)射信號的相位信息，給測相器提供一個開門信號，開始記錄相位差信號；

2)給混頻器1提供一個輸入信號，與回波的40MHz信號混頻后獲得回波信號的相位信息，給測相器提供測距相位信息。

本振2(ft2)：由鎖相環(huán)產生。由系統(tǒng)框圖可以看到，這個信號的功能為：

1)給混頻器3提供一個輸入信號，與主振2混頻后獲得發(fā)射信號的相位信息，給測相器提供一個開門信號，開始記錄相位差信號；

2)給混頻器4提供一個輸入信號，與回波的4MHz信號混頻后獲得回波信號的相位信息，給測相器提供測距相位信息。

3.2.1.1鎖相環(huán)（PLL）的設計

鎖相環(huán)路是一個相位的負反饋控制系統(tǒng)。在電子線路系統(tǒng)設計中，鎖相環(huán)有很廣的用途。本系統(tǒng)用鎖相環(huán)系統(tǒng)產生所需頻率的信號，即40.01MHz和4.01MHz的本地振蕩信號。

本設計中，鎖相環(huán)路的功能組成框圖如圖3.3示。鎖相環(huán)路由壓控振蕩器（VCO）、環(huán)路濾波器、鑒相器、整形器、分頻器和源振蕩器組成。

圖3.3鎖相環(huán)系統(tǒng)框圖

40.01MHz本地振蕩信號的產生電路原理圖如下：

圖3.4 40.01MHz本地振蕩信號產生電路圖

MC4044鑒相器原理

MC4044是數字鑒相器芯片，內部由三部分組成:鑒相器(Phase Frequency Detector),電荷泵(Charge Pump),運算放大器(Amplifier)。如圖 3.5 所示。

圖3.5 MC4044的內部功能結構圖

芯片中鑒相器2是一塊標志鑒相結果模塊，在本系統(tǒng)中沒有使用。鑒相器1時序圖為圖3.6所示

圖3.6鑒相器1的時序圖

鎖相環(huán)路的工作過程是一個動態(tài)的反饋過程。如上面的原理和電路系統(tǒng)圖所講，有源晶振產生的40MHz標準信號經過4000分頻得到10KHz信號,送給MC4044（ST002）作參考信號，而壓控振蕩器產生的信號經過4001分頻送給MC4044，作鑒相器的另一個輸入信號。如果鎖相環(huán)處于失鎖狀態(tài)，即鎖相環(huán)不能自動的使 MC4044的兩輸入信號同頻同相，也就是MC4044的輸出電壓不能調節(jié)變容二極管的電容使壓控振蕩器振蕩在合適的頻率。此時需要手動調節(jié)壓控振蕩器中的中周，即調節(jié)回路電感，使鎖相環(huán)離開失鎖狀態(tài)，進入捕獲狀態(tài)。當進入捕獲狀態(tài)后，MC4044（ST002）通過兩個輸入信號的相位差產生電壓誤差信號，這個電壓誤差信號經過低通濾波器后去控制變容二極管的電容，進而控制振蕩器的頻率和相位，使鑒相器的相位誤差變的更小。這個過程不斷循環(huán)反復，最終達到鎖定狀態(tài)，即壓控振蕩器的輸出信號經4001分頻后能與有源晶振輸出信號經4000分頻后的信號同頻同相，鑒相器的輸出相差為0，即輸出引腳（U1、D1）都為高電平，輸出的電壓誤差信號為一定值，變容二極管的電容為一穩(wěn)定值，壓控振蕩器的輸出為頻率和相位都穩(wěn)定的信號。這個過程可以用圖 3.7 來表示。

圖3.7鎖相過程示意圖

3.2.1.2基于CPLD和VHDL語言的分頻器的設計

CPLD是復雜的可編程陣列，專指那些集成規(guī)模大于1000門以上的可編程邏輯器件。CPLD是現代微電子技術發(fā)展的技術成果，用CPLD能大大的減小數字邏輯電路帶來的需要芯片多，制板麻煩的困難，能把很多數字電路的功能縮小到一個小小的芯片內，而且隨著電子技術的發(fā)展，速度也能達到設計要求。在本系統(tǒng)的設計中，要用到分頻數為幾千的分頻器，采用數字芯片設計是很困難的事情，所以采用的Altera公司的MAX7064芯片設計分頻器。

使用VHDL硬件描述語言對MAX7064芯片進行程序設計，一個完整的VHDL程序設計由以下幾個部分組成：庫，程序包，實體，結構體，配置。

庫(LIBRARY)：用以存儲預先完成的程序包和數據的集合體；

程序包(PACKAGE)：聲明在設計或實體中將用到的常數、數據類型、元件及子程序等； 實體(ENTITY)：聲明到其他實體或其他設計的接口，即定義本設計的輸入/輸出端口； 結構體(ARCHITECTURE)：定義實體的實現，即電路的具體描述。在結構體內部，如果有時序設計，常用到進程處理結構，即PROCESS()結構，在此結構中的語句具有順序執(zhí)行功能，為時序邏輯提供了方便。而在此結構外部的語句則是并行運行，能很方便的實現組合邏輯。在本系統(tǒng)設計中，分頻器的設計用到進程結構，即PROCESS()結構； 配置(CONFIGURATION)：為實體選定某個特定的結構體，當實體中只有一個結構體時，默認配置為這個結構體配置。

在QUARTUS Ⅱ環(huán)境下，對MAX7064編寫硬件描述語言。如圖3.8所示，MAX7064的設計過程包括以下幾步：

圖3.8QUARTUS環(huán)境下的開發(fā)流程

在本激光測距系統(tǒng)中，需要五個分頻器：

(1)40MHz十分頻，產生4MHz的信號源，因為要用4MHz的信號去分頻和作為主振信號去驅動激光器，所以4MHz信號必須占空比為1:1，而不同于傳統(tǒng)的十進制計數器型的分頻，即占空比為 9:1；

(2)40MHz經4000分頻產生10KHz信號送到鑒相器1；

(3)40.01MHz的壓控振蕩器產生的本振信號經4001分頻產生10KHz信號送到鑒相器1；(4)4MHz經400分頻產生10KHz信號送到鑒相器2；

(5)4.01MHz的壓控振蕩器產生的本振信號經401分頻產生10KHz信號送到鑒相器2； 對(2)、(3)、(4)、(5)的分頻器，如果采用計數型分頻器(占空比不為1：1)，則可能會出現鑒相器捕捉不到信號邊沿的情況，所以在設計中，統(tǒng)一采用占空比為1：1((3)、(5)的約為1：1)的設計。

3.2.2調制發(fā)射部分

驅動電路的輸入信號是40MHz和4MHz兩個頻率的信號的直接相加所得的和信號。電路原理圖如下：

圖3.10 調制發(fā)射模塊電路圖

綜合以上，發(fā)射部分電路原理圖如下圖3.11所示

圖3.11發(fā)射部分總電路圖

測相原理就是對一定數目的測相脈沖進行積分，根據積分電平值來測算精測值。

圖5-3表示CPLD中測相脈沖的產生時序。把15M的參考信號與測距信號同時輸入CPLD，如圖5-3，產生兩者對應的上升沿之間為1，其余地方為零的脈沖，就是測相脈沖。這在CPLD中是比較容易實現的。顯然，測相脈沖的占空比代表了測距信號與參考信號的相位差。然后，CPLD輸出10個測相脈沖送入積分電路進行積分，由電路基礎知識可以知道，若放電常數遠大于脈沖周期，則對脈沖的理想積分圖像如圖5-4所示。

故易見，測相脈沖的占空比越高，即測距信號與參考信號相位差越大，積分電平越高，相位差為2?時電平最高。設將最高電平量為Vmax，將其分配到2?的相位差中，則單位弧度對應的電平值為:

設充電完畢的時間為。在時間處，也就是開始采樣時間處，立即用A/D對電平值進行采樣。采得的電平值的精確度直接關系著或者說決定著系統(tǒng)的測距精度，所以說非常關鍵。由于A/D的采樣時間比起時間常數要小得多，所以可以對電平值多次采樣以提高精度。采10次求平均，即得精測采樣電平值。設采得的電平值為V，則由式(5-2)可知，此時的精測相位差應為:

數據銜接

測得粗測值和精測值即可得到最終的測距值。數據銜接是這樣的:粗測填充用的脈沖頻率為15M，由式(1.4)可得每計一個脈沖代表10m的距離。設計數值為n，由式(5-3)精測相位差為

精測用頻率也為15M，測尺為10m，最終的距離值D為

內光為參考光，外光為接收光

APD接收電路

光電接收電路由 雪崩光電二極管APD、RC 濾波網絡、LC 帶通濾波器、兩級放大和一個滯回比較器組成。反射回來的測距光波被光學接收系統(tǒng)接收，并會聚到APD。在測距光波的照射下，APD上產生了光電流，該光電流的大小隨測距光波而變化，因此在負載上得到了與測距光波頻率變化規(guī)律相同的電壓信號。APD雪崩光電二極管采用負偏壓工作方式，一端接地，一端接由 APD 高壓偏置電路輸出的反向高壓；RC 濾波網絡的主要作用是濾除調制信號的高頻分量，以及壓縮系統(tǒng)噪聲帶寬，從而抑制光電系統(tǒng)噪聲，提高檢測靈敏度；LC 帶通濾波器是一個窄帶濾波器，其主要作用是讓中心頻率為 15MHz的一定帶寬的信號頻帶通過，而帶寬以外的信號則被濾掉。放大電路由5U1(SA5211)和運放 TL072 構成，滯回比較器由運放 TL072 組成，作用是將放大后的接收信號轉換成標準的連續(xù)脈沖信號

本系統(tǒng)APD采用日本濱松公司生產S2381，其重要的參數特性如下 光譜響應范圍:400-1100nm;光靈敏度:0.5A/W（800nm）;暗電流:典型值為0.05nA，最大值為0.5nA;擊穿電壓:典型值為150V，最大值為200V;截止頻率:1000MHz;溫度系數:0.65V/℃;結電容:1.5pF;過剩噪聲:0.3（800nm）;增益:100（800nm）。

第二篇：相位法激光測距的理論設計(綜合最新版)

相位法激光測距的理論設計

摘要

本文介紹了半導體激光技術,并在傳統(tǒng)的相位法激光測距原理的基礎上, 參考激光測距光學系統(tǒng)設計,運用數字相關檢測的測量方法，提出一種把直接數字頻率合成(DDS)技術和數字信號處理(DSP)技術相結合的新的相位激光測距理論設計，這種設計有助于簡化電路、提高相位測距的精度。

關鍵詞： 相位激光測距，數字相關檢測，數字信號

Phase Type Laser Ranging Theoretical Design This article introduced the semiconductor laser technology, and in the traditional phase laser ranging principle foundation, the reference laser ranging optical system design, Using digital correlation detection measuring technique,proposing one kind the new phase laser ranging theoretical design which(DDS)technical and the digital signal processing(DSP)the technology unifies the direct digital frequency synthesis, for could overcome in the traditional phase range finder method the precision to enhance, the measuring range with difficulty difficulty with increases, the electric circuittoo is complex and so on the shortcoming provides has been possible to supply the reference the theoretical design.Key word：PHASE LASER RANGING，DIGITAL CORRELATION DETECTION，DIGITAL SIGNAL

目錄

第一章 引言.....................................................................................................................4 第二章 國內外研究狀況.................................................................................................5 第三章 激光測距光學系統(tǒng).............................................................................................7 3．1 激光測距儀的系統(tǒng)結構.........................................................................................7 3．2光學系統(tǒng)圖示..........................................................................................................8 3．3 光學系統(tǒng)設計主要部件功能與作用.....................................................................9 3．4 主要參考性能數據...............................................................................................10 第四章 數字相關檢測技術改進方法設計...................................................................11 4．1 激光相位式測距的基本原理.............................................................................11 4．2 數字信號處理(DSP)的簡述.................................................................................13

4.2.1 數字信號處理的主要研究內容....................................................................14 4.2.2 測試信號數字化處理的基本步驟................................................................14 4.2.3 數字處理信號的優(yōu)勢....................................................................................15 4．3 直接數字頻率合成技術.......................................................................................15

4.3.1 DDS的基本工作原理....................................................................................16 4．4 改進的數字測相的框圖設計...............................................................................16 第五章 小結...................................................................................................................22 參 考 文 獻.............................................................................................................23 致謝.................................................................................................................................24

第一章 引言

第一章 引言

激光，是一種自然界原本不存在的，因受激而發(fā)出的具有方向性好、亮度高、單色性好和相干性好等特性的光。物理學家把產生激光的機理溯源到1917年愛因斯坦解釋黑體輻射定律時提出的假說，即光的吸收和發(fā)射可經由受激吸收、受激輻射和自發(fā)輻射三種基本過程[1]。

所謂激光技術，就是探索開發(fā)各種產生激光的方法以及探索應用激光的這些特性為人類造福的技術的總稱。30多年來，激光技術得到突飛猛進的發(fā)展，利用激光技術不僅研制了各個特色的多種多樣的激光器，而且隨著激光應用領域不斷拓展，形成了激光唱盤唱機、激光醫(yī)療、激光加工、激光全息照相、激光照排印刷、激光打印以及激光武器等一系列新興產業(yè)。激光技術的飛速發(fā)展，使其成為當今新技術革命的先鋒！

激光和普通光的根本不同在于它是一種有很高光子簡并度的光。光子簡并度可以理解為具有相同模式(或波型、位相、波長)的光子數目,即具有相同狀態(tài)的光子數目。這些特性使激光具有良好的準直性及非常小的發(fā)散角,使儀器可進行點對點的測量,適應非常狹小和復雜的測量環(huán)境。激光測距儀就是利用激光良好的準直性及非常小的發(fā)散角度來測量距離的一種儀器。激光在A、B 兩點間往返一次所需時間為t, 則A、B 兩點間距離D 可表示為: D = c2t /2,式中, c為光在大氣中傳播的速度。由于光速極快, 對于一個不太大的D 來說, t是一個很小的量。如:假設D =15km, c = 3 3105 km / s,則t = 5 310-5 s。由測距公式可知,如何精確測量出時間t的值是測距的關鍵。

由于測量時間t的方法不同,便產生了兩種測距方法:脈沖測距和相位測距。其中相位測距更加精確[1]。

廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

第二章 國內外研究狀況

相位式激光測距技術的研究起始于20 世紀60年代末,到80 年代中期陸續(xù)解決了激光器件、光學系統(tǒng)及信號處理電路中的關鍵技術,80 年代后期轉入應用研究階段,并研制出了各種不同用途的樣機,90年代中期,各種成熟的產品不斷出現,預計近期將是其應用產品大發(fā)展的階段,在中、近程激光測距應用方面有取代YAG激光的趨勢。隨著激光技術的發(fā)展, 應用激光作精密光波測距系統(tǒng)的光源, 是現代測量儀器的一個顯著特點。

據近年的資料, 國外用于大地測量、城市和工程測量的各類光電測距儀約15000多臺。其中, 長程及中程各占1/4, 短程測距儀占1/2。許多工業(yè)發(fā)達國家已把各種激光測距儀紅外測距儀作為標準設備, 裝備測量作業(yè)隊。

近年來，中長程激光測距儀的技術發(fā)展有以下特點:（1）普遍采用He-Ne激光光源, 功率為1～5mW;（2）普遍采用新穎的高效調制器, 如ADP(磷酸二氫銨NH4H2PO4), KDP(磷酸二氫鉀(KH2PO4)), KD*P(磷酸二氘鉀(KD2PO4))等；（3）向自動化和數字化方向發(fā)展。中遠程激光測距儀的精度主要是受到比例誤差的限制, 這是值得注意的。如美國的Geodolit-3G遠程激光測距儀, 其數字測相的分辨力達±0.03 mm, 其固定誤差為±0.03 mm, 但它的比例誤差仍有1 mm/km[2]。為獲得測線的平均氣溫, 氣壓、濕度誤差影響￡1mm/km，還需要用飛機沿測線作氣象測定, 這對作業(yè)無疑是不方便的。對比之下, ±0.03 mm的測相分辨力, 對于單色激光的遠程測距, 并不必需。

短程的光波測距儀通常以砷化鎵半導體(GaAs)紅外波段激光源的紅外測距儀為主, 實用上也有少量采用He-Ne激光作光源。這類儀器普遍在向自動化、數字化與小型化、一機多能的方向發(fā)展。按儀器的功能可分為單測距儀器, 測角與測距相結合的儀器, 測距、測角與計算三結合儀器(電子速測儀)及高精度的短程測距儀這四類。

單測距的儀器都采用強制歸心基座可與經緯儀交替使用, 以利于邊角測量和導線測量的實施, 這類儀器也可采用激光光源。角、距結合的儀器有二種: 一種是測距系統(tǒng)作為經緯儀的附件, 積木式裝在經緯儀上, 將自動測距與經緯儀測角相結合直接為水平距離并能作坐標差Dx、Dy的計算.如DI-3及DI-3S;另一種能將自動測距與光學測微器

3-廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

第三章 激光測距光學系統(tǒng)

3．1 激光測距儀的系統(tǒng)結構

激光電子測距儀一般由激光光源、激光調制及發(fā)射電路、光學系統(tǒng)、接收單元、高頻放大電路、采樣積分電路、邏輯電路、振蕩電路和微處理器部分組成,系統(tǒng)框圖如圖3.1所示。激光光源采用半導體激光二極管。晶振部分包括主振單元和本振單元,通過頻率合成電路分別產生發(fā)射頻率信號和基準混頻信號。發(fā)射頻率信號經過一定的波形變換和功率放大后,作用于激光二極管,進行內調制,發(fā)出調制激光信號[3]。

圖3.1 激光測距儀的系統(tǒng)結構

Fig.3.1 laser ranging equipment system structure 激光測距光學系統(tǒng)設計的方案及原理為：動目標指示,目標速度分辨力8km/ h ；主動成象,幀頻為100～200 幀/ s；精確測距 ；以每秒1000 次的速率編排并記錄方位、仰角、距離和時間數據；進行坐標變換,以便輸出高精度的實時位置數據,便于繪圖和數字顯示；使用程序指出方位上幾個區(qū)域,保證目標或其它關鍵區(qū)域在安全標準范圍內安全控制。

連續(xù)波(GaA1As)激光發(fā)射機;2連續(xù)波(CO2)激光發(fā)射機;4、5聲光調制器;8、9-前置放大器;10散熱器;12、30-測距通道探測器;13二維電荷耦合器(CCD);15調準傳感器;17本振通道;19后反射器;21、22、23氣體池;25柵鏡;27、33四分之一波片;29分束器;34、35方 位俯仰驅動器;37廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

3．3 光學系統(tǒng)設計主要部件功能與作用

相位(GaA1As)激光發(fā)射機的作用是用于近場廣角截獲跟蹤目標, 并進行目標的粗測;連續(xù)波(GaA1As)激光發(fā)射系統(tǒng)用于精確的測距;連續(xù)波(CO2)激光發(fā)射系統(tǒng)用于測量速度。微調反射鏡有兩對,分別用于GaA1As 激光束和CO2 激光束的偏轉掃描,目標截獲、跟蹤探測器采用二維的電荷耦合器件CCD。

電荷耦合器件的傳感功能是在光致信息電荷的存儲和傳輸兩個過程完成的。如果把被測目標的光學圖象聚集在電荷耦合器件圖象傳感器的光敏區(qū)上,則其上個點所產生的光生載流子的數量,將與各象點上的圖象亮度相對應。在一般稱為光積分時間的時間間隔內,這些少數光生載流子分別被收集、存儲在就近的勢阱里,形成一個個的信息電荷包,每一個信息電荷包所儲存的信息電荷與電荷耦合器件工作表面上相應位置的光強成正比,因而成為被測光學圖象的諸點取樣模擬。這樣,就把光學圖象轉變成為由信息電荷所描繪的電子圖象,完成了光電轉換與儲存信息的過程。為了按掃描順序取出各電荷包的信息電荷,使被接收的圖象以電信號的形式再現出來,可在各個電極上依次施加有規(guī)則變化的時鐘脈沖電壓,各個電極下的勢阱深度也將作相應的變化,從而使電荷包能夠沿半導體表面作定向運動。

二維電荷耦合器件的感光單元呈二維矩陣排列,組成感光區(qū)。由于傳輸和讀出結構方式不同,面陣圖象器件有多種形式。碲鎘汞器件是目前性能最優(yōu)良的最有前途的光電導探測器。它的光譜響應在8～4μm 之間,為大氣窗口波段,其峰值波長為1016μm 與CO2 激光器的激光波長相匹配,響應時間約為10

第三章 激光測距光學系統(tǒng)

3．4 主要參考性能數據

作用距離0～30 ,000m 角度測量準確度< ±110″ 分辨距離0.115m 角度覆蓋范圍180° 掃描角速度2°/ ms 角度偏轉范圍0～20°

連續(xù)波(GaA1As)激光器波長 0185μm 連續(xù)波CO2 激光器波長 1016μm 相位(GaA1As)激光器波長 01905μm 峰值功率

15W 輸出功率

15mW 重復頻率

90pps(每秒鐘的周期數)接收探測器 硅雪崩光電二極管 接收鏡孔徑 18～100mm

本文的相位測距數字檢測系統(tǒng)是根據激光測距的工作原理及由激光測距原理繼而發(fā)展的相位式激光測距的原理，并參考在激光領域所做的相關的光學系統(tǒng)而設計的。

廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

第四章 數字相關檢測技術改進方法設計

相位法激光測距是利用發(fā)射的調制光與被測目標反射的接收光之間光強的相位差所含的距離信息來實現對被測目標距離的測量。由于采用調制和差頻測相技術, 具有測量精度高的優(yōu)點, 廣泛用于有合作目標的精密測距場合。激光相位式測距儀由于其測量精度高而被廣泛地應用于軍事、科學技術、生產建設等領域。相位式測距儀的基本原理是通過測量連續(xù)調幅信號在待測距離上往返傳播所產 生的相位延遲,來間接地測定信號傳播時間,從而求得被測距離.因此,信號相位測量的精度也就決定了激光測距儀的精度[6]。

測距儀相關檢測技術是信號檢測領域里一種重要工具,它能在低信噪比的情況下提取出有用的信號,具有較強的抗噪聲的能力,如同頻域里的譜分析一樣,時域里的相關分析幾乎在信號的所有領域里都有應用,例如圖像處理、衛(wèi)星遙感、雷達及超聲探測、醫(yī)學和通信工程等。

在此本文設計一種新型的激光相位式測距儀,它將現代數字信號處理技術應用于測距系統(tǒng),利用數字信號處理芯片的強大的數據運算功能,對采集的信號進行數字相關運算,計算出測量信號與參考信號的相位差,繼而得到距離值。

4．1 激光相位式測距的基本原理

傳統(tǒng)的相位法激光測距機,為了提高測量精度,通常需要把激光調制頻率提高到幾十兆甚至幾百兆；為了增大量程,通常把激光調制頻率降低到幾兆甚至更低;為了提高測量相位的精度,通常把發(fā)射信號和回波信號與本振混頻進行移相和鑒相測相。如要同時實現高精度和大量程,則需要多組激光調制頻率,且隨著測量精度的提高,調制頻率會不斷的提高,這些對電路性能要求會越來越高,電路的復雜度也會隨之增大,各個信號之間的串擾會隨之嚴重,這給高精度激光測距機的設計和制造帶來很大的困難。為了克服這些困難,本文提出了一種把直接數字合成(DDS)技術與數字信號處理器(DSP)相結合的激光測距方法,利用DSP強大的實時信號處理的特點和DDS 器件能在一定帶寬內產生任意頻率的特點,只需把調制頻率限制在10兆赫茲以內就可以達到很高的測量精度和很大的量程,而且在工作量提供了一定的理論設計[6]。本文就其基本原理, 系統(tǒng)框圖和誤差分析

第四章 數字相關檢測技術改進方法設計

做詳細的論述。

光以速度c 在大氣中傳播，在A、B 兩點間往返一次所需時間與距離的關系可表示為：L= ct/2。

上式中L ─— 待測兩點A、B 間的直線距離；c ─— 光在大氣中傳播的速度；t ─— 光往返AB 一次所需時間。由上式可知，距離測量實質是對光在AB 間傳播時間的測量。由于對時間測量不夠精確，所以將對時間的測量轉化為對相位差的測量。相位差的測量可以達到很高的精度，故而距離的測量也就達到了很高的精度[7]。

激光測距是用無線電波段的頻率,對激光束進行幅度調制并測定調制光往返一次所產生的相位延遲,再根據調制光的波長換算此相位延遲所代表的距離。即用間接方法測定出光經往返測線所需的時間,如圖4.1所示。

圖4.1 測距相位示意圖

Fig.4.1 range finder phase schematic drawing 相位式激光測距一般應用在精密測距中。由于其精度高,一般為毫米級,為了有效地反射信號,并使測定的目標限制在與儀器精度相稱的某一特定點上,對這種測距儀大多配置了被稱為合作目標的反射鏡。

圖4.2為典型的模擬測相電路的原理圖[8]：

wо)t ] , E2 = Ecos[(ws

第四章 數字相關檢測技術改進方法設計

經成為一個新的技術領域和獨立的學科體系，當前已經形成了有潛力的產業(yè)和市場，在現代光電通信中也得到十分廣泛和成功的應用。

廣義來說，數字信號處理是研究用數字方法對信號進行分析、變換、濾波、檢測、調制、解調以及快速算法的一門技術學科。但很多人認為：數字信號處理主要是研究有關數字濾波技術、離散變換快速算法和譜分析方法。隨著數字電路與系統(tǒng)技術以及計算機技術的發(fā)展，數字信號處理技術也相應地得到發(fā)展，其應用領域十分廣泛。數字濾波器 數字濾波器的實用型式很多，大略可分為有限沖激響應型和無限沖激響應型兩類，可用硬件和軟件兩種方式實現。在硬件實現方式中，它由加法器、乘法器等單元所組成，這與電阻器、電感器和電容器所構成的模擬濾波器完全不同[9]。

4.2.1 數字信號處理的主要研究內容

數字信號處理主要研究用數字序列或符號序列表示信號，并用數字計算方法對這些序列進行處理，以便把信號變換成符合某種需要的形式。數字信號處理的主要內容包括頻譜分析、數字濾波與信號的識別等。

數字信號處理中常用的運算有差分方程計算、相關系數計算、離散傅里葉變換計算、功率譜密度計算、矩陣運算、對數和指數運算、復頻率變換及模數和數值轉換等。很多數字信號處理問題，都可以用這些算法加上其它基本運算，經過適當的組合來實現[10]。

4.2.2 測試信號數字化處理的基本步驟

隨著微電子技術和信號處理技術的發(fā)展，在工程測試中，數字信號處理方法得到廣泛的應用，已成為測試系統(tǒng)中的重要部分。從傳感器獲取的測試信號中大多數為模擬信號，進行數字信號處理之前，一般先要對信號作預處理和數字化處理。而數字式傳感器則可直接通過接口與計算機連接，將數字信號送給計算機（或數字信號處理器）進行處理[11]。

(1)預處理是指在數字處理之前，對信號用模擬方法進行的處理。把信號變成適于數字處理的形式，以減小數字處理的困難。如對輸人信號的幅值進行處理，使信號幅值與A／D轉換器的動態(tài)范圍相適應；衰減信號中不感興趣的高頻成分，減小頻混的影響；

1-廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

隔離被分析信號中的直流分量，消除趨勢項及直流分量的干擾等項處理。(2)A／D轉換是將預處理以后的模擬信號變?yōu)閿底中盘?，存入到指定的地方，其核心是A/V轉換器。信號處理系統(tǒng)的性能指標與其有密切關系。

(3)對采集到的數字信號進行分析和計算，可用數字運算器件組成信號處理器完成，也可用通用計算機。目前分析計算速度很快，已近乎達到“實時”。

(4)結果顯示一般采用數據和圖形顯示結果。

4.2.3 數字處理信號的優(yōu)勢

數字信號處理能廣泛應用于現代光電通信中，是因為DSP與模擬信號處理相比，具有以下優(yōu)點[12]：

(1)信號處理的動態(tài)范圍大，有比模擬信大30dB的動態(tài)范圍，因而有更高的精度。(2)數字信號處理僅受量化誤差和有限字長的影響，處理過程不產生其它噪聲，具有更高的信噪比。

(3)具有高度的靈活性，能夠快速處理、緩存和重組，可以時分多用、并行處理，還可以靈活地改變系統(tǒng)參量和工作方式，并以利用系統(tǒng)仿真。(4)具有極好的重現性、可靠性和預見性。(5)算法具有直接的可實現性。

(6)對白噪聲、非平衡干擾和多徑干擾，可以有相應的最佳化的實現方法去進行特有的信號處理。

以上優(yōu)點是DSP(數字信號處理)在現代光電等通信中應用的重要保證。

4．3 直接數字頻率合成技術

直接數字頻率合成技術(Direct Digital Frequency Synthesis，DDS)，是從相位概念出發(fā)直接合成所需波形的一種新的頻率合成技術。和傳統(tǒng)的頻率合成技術相比，他具有頻率分辨率高、頻率轉變速度快、輸出相位連續(xù)、相位噪聲低、可編程和全數字化、便于集成等突出優(yōu)點。DDS將先進的數字處理技術與方法引入信號合成領域，成為現代頻率

2廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

圖4.4 改進的數字測相框圖

Fig.4.4 The improvement numeral measures the diagram

改進的測量系統(tǒng)與原測量系統(tǒng)相比主要有以下區(qū)別：

1)主頻率信號與參考頻率信號都由直接數字頻率合成器(簡稱DDS)產生，這種方法不僅輸出頻率的分辨率高，而且可以通過編程改變輸出頻率，很容易改變光尺,提高測距的精度。

2)經過混頻、低通濾波器后的2 路信號進入模數轉換電路(ADC)，由DSP 控制在同一時刻啟動2 路ADC 進行數據采集,并由DSP利用數字相關檢測的方法測量相位差,得到距離值。

由于DSP 具有強大的實時處理特點和DDS 器件的寬帶特性,可將DSP 和DDS 結合起來設計的一種新的激光測距方法。利用DSP 和DDS 器件產生一定帶寬范圍內的任意頻率f ,在這任意頻率中,用一定的掃頻方法,找到相鄰的兩個使相位法激光測距的基本公式:L =mc/2f+Δφ/2πc2f 式中Δφ = 0的頻率fs1整和fs2整計算L[14]。其系統(tǒng)結構框圖為圖4.5所示。

圖4.5 基于DDS 和DSP 的激光測距機結構圖

Fig.4.5 Based on DDS and DSP laser range finder structure drawing

415-廣東技術師范學院本科畢業(yè)論文（相位法激光測距的理論設計）

圖4.6 DSP 內部的軟件流程圖 Fig.4.6 DSP interior software flow chart

4．5 數字相關檢測的原理及在本系統(tǒng)中的實現

互相關函數可以理解為2個信號的乘積的時間平均,這是一個很有用的統(tǒng)計量,一方面它可以用來了解2個未知信號之間的相似程度,或者2個已知信號的時間關系，另一方面它有很強的抗噪聲能力，這是因為噪聲信號的相關系數幾乎為零,在微弱信號中經常使用相關檢測的方法提取有用的信號[16]。信號x(t)和y(t)的互相關函數的嚴格定義如下：

式中: T 是平均時間,如果x(t)和y(t)是周期為T0 的周期信號,則只需要在它的1 個周期里作相關計算即可,即

, 通常直接稱為時差, T 為采樣時間間隔。

在本系統(tǒng)中為了分析方便, 先在模擬域中分析,由上面的分析可知經過混頻器和低通濾波器輸出的信號分別為[17]：

E1 = Dcos[(wsw0)t + φ] + n2(t)。

式中: n1(t)和n2(t)分別是隨機噪聲干擾項.由互相關的定義可知,信號E1 與E2 的互相關函數應是φ的函數,其表達式如下:

式中: T1 為差頻信號的周期,由于隨機噪聲的相關性較差,由式(1)可得： R12(φ)= DEcosφ/2。(2)由式(2)可知, 要想得到相位差φ, 必須要知道D 和E 的值, D 和E 的值受外界的干擾比大,所以相關運算要做歸一化處理.。經過模數轉換電路的2 路信號分別表示為：

E1(n)= Dcos[(wsw0)n T + φ] + n2(n T)。在數字域內的相關函數為：

r12(φ)=1/N ∑E1(n)E2(n)。信號E1(n)和E2(n)的均方根值為：

除非輸入信號幅度非常小，否則FFT運算結果可能導致溢出，為防止溢出的發(fā)生，FFT運算提供了歸一化功能（可選擇），就是輸出結果被運算長度N所除。在FFT

71819300。

021-

第三篇：相位怎么造句

相位拼音

【注音】： xiang wei

相位解釋

【意思】：作正弦變化的物理量，在某一時刻（或某一位置）的狀態(tài)可用一個數值來確定，這種數值叫做相位。

相位造句：

1、在偶然情況下該短句強調了相位對于激光的重要性。

2、研究人員預計，這些相位應該表現為所觀測到的光線在亮度上的微弱變化。

3、典型的智能度量設計包括來用戶端的電流、相位和頻率數據向電力調配公司的周期傳送。

4、如果你在這條路徑上，你就會看見日環(huán)食，在它的最大相位，一個環(huán)狀陽光會包圍著月球。

5、在贗能隙相位期間，銅氧化物半導體中電子發(fā)生了改變，那里的電子隧穿能力在不同的氧原子中有所區(qū)別。

6、輪廓調制結合了一種相位調制信號的波形和放大器的輸出阻抗，可在某個較大型輸出電源關閉后保持更高的效率。

7、在2011年一月，北半球其他地方溫度降低的一部分原因是北極濤動處于負相位。

8、四百年前，伽利略第一次觀察到金星具有類似的相位。

9、如果衛(wèi)星們位置相近，它們還會顯示出相似的相位。

10、上個月，在土星軌道上的宇宙飛船卡西尼號拍的這張照片，捕捉到土星著名的衛(wèi)星中的兩個，呈凸圓相位。

11、如果兩個相位不相符合，就不能成鍵。

12、這等到我們之后講到成鍵時是非常重要的，現在先要記住，我們有兩個節(jié)點，不好意思，是兩個葉瓣，每個都是不同的相位。

13、他們認為這可能與在所謂的贗能隙相位期間的電子活動有關，而室溫處在這段超導電性受到破壞的溫度范圍內。

14、因為相位偏移有四種可能，所以每一個符碼可以對兩比特位的數據進行編碼。

15、并發(fā)相位包括技術開發(fā)、工程、制造、產品和后續(xù)支持等將影響未來競爭采購。

16、傳統(tǒng)上，數碼單反相機使用一個單獨的對焦感應器進行相位偵測。

17、關于它們我要指出的是,它們有兩個節(jié)點，你們可以看到在這里,這些節(jié)點的顏色不同，它們的相位不一樣。

18、時的夏季相一致。當夏季北極震蕩處于正相位時，就會導致沙漠地區(qū)形成強風并刮向湖區(qū)北部以及喜馬拉雅山脈南麓。

19、在計算相位角時,用不到多少物理知識。

20、這不是指正負電荷，它是指相位，這是從波函數中得來的。

21、信號相位的必要相移通過專用波束調節(jié)控制器或集中安排的處理器進行控制。

22、在幾年的時間里，伽利略對月球，金星的相位變化，木星的衛(wèi)星的觀測，粉碎了我們認識中的太陽系古老的托勒密模型。

23、此圖拍攝點距土星526,000英里，太陽-土星-飛船夾角(相位)為74度，圖像比例尺為每個象素31英里。

24、這幅景觀是在太陽-恩克拉多斯-太空船這樣的角度下拍攝完成的，或者用相位來講，以73度角拍攝。

25、我們可以說我們在這,有正相位而這有負相位。

26、那么這樣,就有相位角，我會回過去講它。

27、下一個看見這么又大又亮的滿月的機會，將出現在明年的5月6日，而且它最圓的相位出現的時間只有近地點附近的數分鐘而已。

28、每一個符碼都通過相對于上一個符碼的相位偏移（也即調制方案的差分部分）來進行編碼。

第四篇：紅外測距總結報告

紅外測距電路總結報告

學 院：機電工程學院班 級：學 號：姓 名：劉豐源

11電氣1班 1100103139 摘要

本次實驗是設計一個紅外測距電路，它由軟件和硬件兩部分組成。軟件部分包括信號產生、AD接收、數據處理、液晶顯示；硬件部分包括發(fā)射模塊和接收模塊。此電路可以測較短的距離，精度在0~5mm之間。

關鍵詞

STC8051單片機；紅外測距；

一、方案設計

1、發(fā)射模塊

采用用單片機產生一個1khz的信號經紅外發(fā)射管發(fā)射這樣設計既簡單又方便，電路也更加簡單。

2、接收模塊 放大電路：

采用5v電源供電，利用lm358芯片進行單電源放大。由于放大倍數在20到40倍之間，經過一級放大即可。

濾波電路：

由于經過放大以后的信號還有很多雜波，而我們需要的是接收到的1khz的信號，一般的濾波器很難解決干擾問題，所以直接選用有源二階帶通濾波器。

峰值檢波電路：

根據要求的精度為5mm，最簡單的峰值檢波電路即可勝任，出于節(jié)約成本的考慮，決定不用帶運放的高精度檢波電路，假如還要進一步提升測量精度，就需要選用更好的峰值檢波電路。

AD轉換電路：

AD轉換選用0809芯片，它是并行傳輸的，占用的IO口太多，但是軟件編寫非常簡單。

單片機控制電路：

AD轉換的數字信號傳入單片機，通過軟件自動求出所測的距離，顯示正確的距離。

二、電路分析

1.發(fā)射模塊

由8051的定時器產生一個1khz的方波，用一個三極管驅動，將信號加載到紅外發(fā)射管上。2.接收模塊電路設計

因為紅外接收管接收到的信號只有一百毫伏左右，而且還有很多干擾，需要先放大再帶通濾波，單片機只能接受數字信號，所以還需要通過峰值檢波輸出一個直流電壓，經TLC1543芯片轉換成數字信號輸入單片機進行處理。

考慮到題目測量范圍和接收到的信號大小，選取放大倍數為40倍左右，倍數太大回出現波形失真，使測量的最短距離變小，倍數太小信號強度不夠，則能測量的最遠距離會變小，放大倍數B=R4/R3=40； 關于有源二階帶通濾波器的設計：

令C=C3=C4，則req=R5//R6=(R5*R6)/(R5+R6)品質因數Q等于中心頻率除以帶寬

即Q=fc/BW=1/2*R7/req

由上邊的公式，取中心頻率f=1khz，增益A=2，品質因數Q=10，則令C=C3=C4=50nf，可以得到電阻值為R5=16K,R6=160，R7=64K;關于峰值檢波電路的設計：

考慮到電容值越大檢波效果越好，但是放電速度越慢，經過測試，選取了20uf的電容和100k的電阻以及1n4148構成最簡單的峰值檢波電路。

電路圖及元件參數如下：

3.單片機控制模塊

接收模塊處理好的數據傳入單片機，程序自動計算出此時的距離，再在1602液晶上顯示。

三、軟件分析

軟件由4部分組成，信號產生模塊、AD接收模塊、數據處理模塊和LCD顯示模塊，利用單片機的定時器0可以持續(xù)不斷的產生1khz信號并輸出，由于輸出信號是穩(wěn)定的，而接收管接收到的信號隨著障礙物距離的變遠而變小，所以我們可以通過檢測信號的強弱來判斷距離，我采用提前把正確的距離和信號強弱的關系先測量好，建成一張信號距離表,然后利用exelc將得到的數據匯成一條曲線，得到一個函數關系式，在程序中插入這個關系式，單片機得到一個信號，程序就會算出相應的距離，這樣既簡單又方便。處理好的數據直接傳送到1602液晶屏顯示即可。

四、調試和測試

調試中所用到的儀器設備主要有：有示波器，函數信號發(fā)生儀，穩(wěn)壓電源。數字萬用表。調試過程如下：

首先調試發(fā)射部分，直接用示波器測量單片機輸出的信號，為1khz；

再調試接收部分的放大模塊：先用函數發(fā)生儀模擬一個接收信號，把放大電路和濾波電路斷開，測量358芯片的1腳，輸入信號為1khz，100mv的正弦信號，用示波器測量1腳為1khz，2.8v的正弦信號，放大倍數為28倍，由于有信號衰減，放大部分正常；

接下來調試帶通濾波：把放大電路和濾波電路連好，輸入函數發(fā)生儀產生的模擬信號，測量358芯片的7腳，得到一個穩(wěn)定的正弦波，通過調節(jié)輸入信號的頻率，測得帶通濾波器的中心頻率為1.8khz，帶通濾波器不正常。由于電阻自身的誤差比較大，電容也有誤差，再加上計算出來的電阻值沒有剛好合適的，取得是相近的電阻元件，所以照成了較大的誤差，我再在C3，C4上分別并聯了一個相同容量的電容，再次測量中心頻率變?yōu)?80hz，截止頻率400hz，這次濾波器可以滿足要求了。然后接著測量整個電路的輸出端，示波器打到直流檔，調節(jié)信號強弱，發(fā)現檢波電路工作良好。

最后我修改程序將輸出信號改為880hz，接入紅外發(fā)射和接收管，直接進行最終的整合調試，解決一些電路連接上的問題后，將電壓再液晶上顯示出來，用米尺畫出一張標準距離圖，測量出電壓和距離之間的關系并做成表，最終填入程序中，再驗證距離和長度的關系是否正確。整個紅外測距電路到此結束。

五、心得總結

該電路設計簡單，精度為5mm，但還可以進一步提高。雖然測量距離和超聲波比起來短很多，但是精度高，適合短距離的高精度測量。但是當測量距離從近到遠變化時，距離測量變化的靈敏度比較低。需要一個更好的峰值檢波電路才能提高響應速度。

六、參考文獻和資料

1.郭天祥編著《新概念51單片機c語言教程—入門、提高、開發(fā)、擴展全攻略》 2.TLC1543編程實例——百度文庫 3.《運算放大器電路設計手冊》

4.《有源帶通濾波器的設計和計算》 5.《單片機C語言程序設計》

第五篇：超聲波測距總結

超聲波測距

超聲波傳感器用于超聲控制元件，它分為發(fā)射器和接收器。發(fā)射器將電磁振蕩轉換為超聲波向空氣發(fā)射，接收器將接受的超聲波進行聲電轉換變?yōu)殡娒}沖信號。實質上是一種可逆的換能器，即將電振蕩的能量轉換為機械振蕩，形成超聲波；或者有超聲波能量轉換為電振蕩。常用的傳感器有T40-XX和R40-XX系列，UCM-40T和UCM-40R系列等；其中T代表發(fā)射傳感器，R代表接收傳感器，40為中心頻率40KHZ。

超聲波的傳播速度

縱波、橫波及表面波的傳播速度取決于介質的彈性常數以及介質的密度。

1.液體中的縱波聲速：

C1=

k/?

2.氣體中的縱波聲速：

C2=

P·?/?

式中：K——體積彈性模量

?——熱熔比

P——靜態(tài)壓力

?——密度

注：氣體中聲速主要受溫度影響，液體中聲速主要受密度影響，固體中聲速主要受彈性模量影響；一般超聲波在固體中傳播速度最快，液體次之，氣體中傳播速度最慢。超聲波測距原理

通過超聲波發(fā)射器向某一方向發(fā)射超聲波,在發(fā)射時刻的同時開始計時,超聲波在空氣中傳播時碰到障礙物就立即返回來,超聲波接收器收到反射波就立即停止計時。超聲波在空氣中的傳播速度為v ,而根據計時器記錄的測出發(fā)射和接收回波的時間差△t ,就可以計算出發(fā)射點距障礙物的距離S ,即: S = v·△t /2

這就是所謂的時間差測距法 或：

由于超聲波也是一種聲波, 其聲速C與溫度有關,表1列出了幾種不同溫度下的聲速。在使用時,如果溫度變化不大, 則可認為聲速是基本不變的。常溫下超聲波的傳播速度是334 米/秒,但其傳播速度V 易受空氣中溫度、濕度、壓強等因素的影響,其中受溫度的影響較大，如溫度每升高1 ℃, 聲速增加約0.6 米/ 秒。如果測距精度要求很高, 則應通過溫度補償的方法加以校正（本系統(tǒng)正是采用了溫度補償的方法）。已知現場環(huán)境溫度T 時, 超聲波傳播速度V 的計算公式為：

V = 331.45 + 0.607T

聲速確定后, 只要測得超聲波往返的時間,即可求得距離。這就是超聲波測距儀的機理。

超聲波發(fā)生器可以分為兩類：

1、使用電氣方式產生超聲波；

2、用機械方式產生超聲波。電氣方式包括壓電型，磁致伸縮型和電動型等；機械方式有加爾統(tǒng)笛、液哨和氣流旋笛等。它們所產生的超聲波的頻率、功率和聲波特性各有不同，因而用途也各有不同。目前較為常用的是壓電式超聲波發(fā)生器，其又可分為兩類：（1）順壓電效應：某些電介物質，在沿一定方向上受到外力作用而變形時，內部會產生極化現象，同時在其表面上會產生電荷；當外力去掉后，又從新回到不帶電的狀態(tài)，這種將機械能轉換為電能的現象稱順壓電效應（超聲波接收器的工作原理）。（2）逆壓電效應：在電介質的極化方向上施加電場，會產生機械變形，當去掉外加電場時，電介質的變形隨之消失，這種將電能轉化為機械能的現象稱逆壓電效應（超聲波發(fā)射器的工作原理）。

系統(tǒng)框圖

超聲波發(fā)射電路 方案一

利用555定時器構成多謝振蕩器產生40KHz的超聲波。如下圖為555定時器構成的多謝振蕩器，復位端4由單片機的P0.4口控制，當單片機給低電平時，電路停振；當單片機給高電平時電路起振。接通電源后，電容C2來不及充電，6腳電壓Uc=0，則U1=1,555芯片內部的三極管VT處于截止狀態(tài)。這時Vcc經過R3和R2向C2充電，當充至Uc=2/3Vcc時，輸出翻轉U1=0，VT導通；這時電容C2經R2和VT放電，當降至Uc=1/3Vcc時，輸出翻轉U1=1.C2放電終止、又從新開始充電，周而復始，形成振蕩。其振蕩周期t1和放電時間t2有關，振蕩周期為:

T=t1+t2?0.7(R3+2R2)C2

f=1/T=1/(t1+t2)?1.43/(R3+2R2)C2=40KHz 有上面公式可知，555多諧振蕩器的振蕩頻率由R2，R3，C2來確定。所以在電路設計時，先確定C2,R2的取值，即C2=3300pf,R2=2.7K?。再將R2和C2的值代入上式中可得：

R3=1.43/C2·f-2R2 為了方面在實驗中使用555芯片的3腳輸出40KHz的方波，在這里將其用10K的電位器代替。

為了增大U1的輸出功率，將555芯片的8腳接+12v的電壓，同時將其復位端4腳接高電平，使用示波器觀察555芯片3腳的輸出波形，通過調節(jié)電位器R3的阻值，使其輸出波形的頻率為40KHz。

方案二

該超聲波發(fā)射電路，由F1至F3三門振蕩器在F3的輸出為40KHz方波，工作頻率主要由C1、R1和RP決定，用RP可調電阻來調節(jié)頻率。F3的輸出激勵換能器T40-16的一端和反相器F4輸出激勵換能器T40-16（反饋耦合元件）的另一端，因此，加入F4使激勵電壓提高了一倍。電容C2、C3平衡F3和F4的輸出使波形穩(wěn)定。電路中的反相器用CC4069六反相器中的四個反相器剩余兩個不用（輸入端應接地）。電源用9V疊層電池；測量F3輸出頻率應為40KHz,否則應調節(jié)RP，發(fā)射波信號大于8m。

方案三

該超聲波發(fā)射電路由VT1、VT2組成正反饋振蕩器。電路的振蕩頻率決定于反饋元件的T40-16，其諧振頻率為40KHz；頻率穩(wěn)定性好，不需做任何調整，并由T40-16作為換能器發(fā)出40KHz的超聲波信號；電感L1與電容C2調諧在40KHz起作諧振作用。本電路電壓較寬（3v至12v），且頻率不變。電感采用固定式，電感量5.1mH，整工作電流約25mA，發(fā)射超聲波信號大于8m。

方案四

該發(fā)射電路主要有四與非門電路CC4011完成諧振及驅動電路功能，通過超聲波換能器T40-16輻射出超聲波去控制接收器。其中門YF1和門YF2組成可控振蕩器，當S按下時，振蕩器起振，調整RP改變振蕩器頻率為40KHz；振蕩信號分別控制由YF3、YF4組成的差相驅動器工作，當YF3輸出高電平時，YF4輸出低電平，當YF3輸出低電時，YF4輸出高電平。此電平控制T40-16換能器發(fā)出40KHz超聲波。電路中YF1至YF4采用高速CMOS電路74HCOO四與門電路，該電路特點是輸出驅動電流大（大于15mA），效率高等；電路工作電壓9V，工作電流大于35mA，發(fā)射超聲信號大于10m。

方案五

本電路采用LM386對輸出信號進行功率放大，LM386多用于音頻放大，而在本電路中用于超聲波發(fā)射。如圖所示，LM386第1腳和第8腳之間串接的E1和R1，使電路獲得較大的增益；TO為單片機輸入口的脈沖信號，經功率放大后由5腳輸出，驅動探頭發(fā)射超聲波。

超聲波接收器模塊 方案一

超聲波接收傳感器通過壓電轉換的原理，將由障礙物返回的回波信號轉換為電信號，由于該信號幅度較?。◣椎綆资练虼隧氂械驮肼暦糯?、40kHz帶通濾波電路將回波信號放大到一定幅度，使得干擾成分較小，其電路如下所示。在此電路中，為了防止在超聲波接收器上始終加有一直流信號讓其工作導致傳感器的壽命縮短，從而加上一隔直電容C4,從而C4和R5構成濾波電路。

在電路中，放大部分采用的是高速型運放TL084。綜合考慮了反相放大器、同相放大器和測量放大器的優(yōu)缺點后，最終選擇了同相放大電路。因為同相放大器的理想輸入阻抗為無窮大，理想輸出阻抗為零，其帶負載能力較強等因素。在此電路中，根據同相放大器的閉環(huán)增益公式：Af=1+Rf/Rr 由于接收到的信號幅度為幾到幾十毫伏，所以需要將其放大400多倍使得其接收到的40KHz信號不會被干擾信號給掩蓋。為了防止引起運算放大器的自激振蕩，在第一級的放大電路中，R7取值為470 K?,R8取值為10K?，其增益放大： Af1=1+R7/R8=48 在第二級放大電路中，R11的取值為100K?，R12的取值為10K?，其放大增益： Af2=1+R11/R12=11 兩級增益為：Af=Af1·Af2=528 同相放大器的平衡電阻R6和R10的取值均為10K?。平衡電阻公式為：

Rp=Rf/(Rf+Rr)C5和R9構成了一階濾波電路。

方案二

該電路主要有集成電路CX20106A和超聲波換能器TCT40-10SI構成。利用CX20106A做接收電路載波頻率為38KHz；通過適當的改變C7的大小，可以改變接收電路的靈敏度和抗干擾能力。

工作原理：當超聲波接收探頭接收到超聲波信號時，壓迫壓電晶體做振動，將機械能轉化成電信號，由紅外線檢波接收集成芯片CX20106A接收到電信號后，對所接信號進行識別，若頻率在38KHz至40KHz左右，則輸出為低電平，否則輸出為高電平。

方案三

雙穩(wěn)式超聲波接收電路

電路中，由VT5、VT6及相關輔助元件構成雙穩(wěn)態(tài)電路，當VT4每導通一次（發(fā)射機工作一次），觸發(fā)信號C7、C8向雙穩(wěn)電路送進一個觸發(fā)脈沖，VT5、VT6狀態(tài)翻轉一次，當VT6從截止狀態(tài)轉變成導通狀態(tài)時，VT5截止，VT7導通，繼電器K吸合???調試時，在a點與+6V（電源）之間用導快速短路一下后松開，繼電器應吸合(或釋放)，再短路一下松開，繼電器應釋放（或吸合），如果繼電器無反應，請檢查雙穩(wěn)電路元件焊接質量和元件 參數。

方案四

單穩(wěn)式超聲波接收電路

本電路超聲波換能器R40-16諧振頻率為40kHZ，經R40-16選頻后，將40kHZ的有用信號（發(fā)射機信號）送入VT1至VT3組成的高通放大器放大，經C5、VD1檢出直流分量，控制VT4和VT5組成的電子開關帶動繼電器K工作。由于該電路僅作單路信號放大，當發(fā)射機每發(fā)射一次超聲波信號時接收機的繼電器吸合一次（吸合時間同發(fā)射機發(fā)射信號時間相同），無記憶保持功能?？捎米鳠o線遙控攝像機快門控制、兒童玩具控制、窗簾控制等。電路中VT1β≥200，VT2≥150，其他元件自定。本電路不需要調試即可工作。如果靈敏度和抗干擾不夠，可檢查三極管的β值與電容C4的容量是否偏差太大。經檢測，配合相應的發(fā)射機，遙控距離可達8m以上，在室內因墻壁反射，故沒有方向性。電路工作電壓3V，靜態(tài)電流小于10mA。

方案五

在本接收電路中，結型場效應VT1構成高速入阻抗放大器，能夠很快地與超聲波接收器件B相匹配，可獲得較高接收靈敏度及選頻特性。VT1采用自給偏壓方式，改變R3的阻值即可改變VT1的工作點，超聲波接收器件B將接收到的超聲波轉換為相應的電信號，經VT1和VT2兩極放大后，再經VD1和VD2進行半波整流為直流信號，由C3積分后作用于VT3的基極，使VT3由截止變?yōu)閷ǎ浼姌O輸出負脈沖，觸發(fā)器JK觸發(fā)D，使其翻轉。JK觸發(fā)器Q端的電平直接驅動繼電器K，使K吸合或釋放；由繼電器K的觸點控制電路的開關。

盲區(qū)形成的原因及處理

1、探頭的余震及方向角。發(fā)射頭工作完后還會繼續(xù)震一會，這是物理效應，也就是余震。余震波會通過殼體和周圍的空氣，直接到達接收頭、干擾了檢測；通常的測距設計里，發(fā)射頭和接收頭的距離很近，在這么短的距離里超聲波的檢測角度是很大的，可達180度。

2、殼體的余震。就像敲鐘一樣，能量仍來自發(fā)射頭。發(fā)射結束后，殼體的余震會直接傳導到接收頭，這個時間很短，但已形成了干擾。（注：不同的環(huán)境、溫度對殼體的硬度和外形會有所變化，導致余震時間會略有改變）

3、電路串擾。超聲波發(fā)射時的瞬間電流很大，瞬間這么大的電流會對電源有一定影響，并干擾接收電路。通常這三種情況情況在每次超聲波發(fā)射時都會出現，即超聲波在發(fā)射的時候,是一個高壓脈沖,并且脈沖結束后,換能器會有一個比較長時間的余震,這些信號根據不同的換能器時間會有不同,從幾百個uS到幾個mS都有可能,因此在這個時間段內,聲波的回波信號是沒有辦法跟發(fā)射信號區(qū)分的.因此,被測物體在這個范圍內,回波和發(fā)射波區(qū)分不開,也就無法測距,從而形成了盲區(qū).。

在硬件方面通常將超聲波轉換器之間的距離適當增大來減少盲區(qū)的范圍；如果發(fā)射探頭和接收探頭分開，收發(fā)不互相影響，必須要求發(fā)射電路和接收電路的地線隔離很好，發(fā)射信號不會通過地線串擾過去，否則也是不能減小盲區(qū)的。

在軟件中的處理方法就是，當發(fā)射頭發(fā)出脈沖后，記時器同時開始記時。我們在記時器開始記時一段時間后再開啟檢測回波信號，以避免余波信號的干擾。等待的時間可以為1ms左右。更精確的等待時間可以減小最小測量盲區(qū)。（注：超聲波探頭方向角越小、發(fā)射頭和接收頭位置越遠，盲區(qū)就越小，測量距離也就越?。?/p>