第一篇：Buck變換器工作原理分析與總結

題目： Buck變換器工作原理分析與總結

目錄

一、關于Buck變換器的簡單介紹..........................................................2

1、Buck變換器另外三種叫法...........................................................2

2、Buck變換器工作原理結構圖.......................................................2

二、Buck變換器工作原理分析...............................................................3

1、Buck變換器工作過程分析...........................................................3

2、Buck變換器反饋環(huán)路分析...........................................................4

3、Buck變換器的兩種工作模式.......................................................4 1）Buck變換器的CCM工作模式..............................................5 2）Buck變換器的DCM工作模式..............................................6 3）Buck變換器CCM模式和DCM模式的臨界條件...............7 4）兩種模式的特點......................................................................8

4、Buck變換器電感的選擇...............................................................8

5、Buck變換器輸出電容的選擇和紋波電壓...................................9

三、Buck變換器工作原理總結.............................................................10

Buck變換器工作原理分析與總結

一、關于Buck變換器的簡單介紹

1、Buck變換器另外三種叫法

1.降壓變換器：輸出電壓小于輸入電壓。

2.串聯(lián)開關穩(wěn)壓電源：單刀雙擲開關（晶體管）串聯(lián)于輸入與輸出之間。3.三端開關型降壓穩(wěn)壓電源：

1)輸入與輸出的一根線是公用的。2)輸出電壓小于輸入電壓。

2、Buck變換器工作原理結構圖

IM1M1VdcD1ID1V1L1IL1IC1C1R2VrefIsR1IORLVsE/AVeaPWMVtrVWM驅動電路VGVO誤差放大器反饋環(huán)路 a VeaVtrVdcV10VVWM b Ton c d VG

圖1.Buck變換器的基本原理圖

由上圖可知，Buck變換器主要包括：開關元件M1，二極管D1，電感L1，電容C1和反饋環(huán)路。而一般的反饋環(huán)路由四部分組成：采樣網(wǎng)絡，誤差放大器（Error Amplifier，E/A），脈寬調制器（Pulse Width Modulation，PWM）和驅動電路。

二、Buck變換器工作原理分析

1、Buck變換器工作過程分析

圖2.Buck變換器的工作過程

為了便于對Buck變換器基本工作原理的分析，我們首先作以下幾點合理的假設：

1)開關元件M1和二極管D1都是理想元件。它們可以快速的導通和關斷，且導通時壓降為零，關斷時漏電流為零；

2)電容和電感同樣是理想元件。電感工作在線性區(qū)而未飽和時，寄生電阻等于零。電容的等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance，ESR）和等效串聯(lián)電感（Equivalent Series inductance，ESL）等于零； 3)輸出電壓中的紋波電壓和輸出電壓相比非常小，可以忽略不計。4)采樣網(wǎng)絡R1和R2的阻抗很大，從而使得流經(jīng)它們的電流可以忽略不計。在以上假設的基礎上，下面我們對Buck變換器的工作過程進行分析。

如圖1所示，當開關元件M1導通時，電壓V1與輸出電壓Vdc相等，晶體管D1處于反向截至狀態(tài)，電流ID1?0。電流IM1?IL1流經(jīng)電感L1，電流線性增加。經(jīng)過電容C1濾波后，產(chǎn)生輸出電流IO和輸出電壓VO。采樣網(wǎng)絡R1和R2對輸出電壓VO進行采樣得到電壓信號VS，并與參考電壓Vref比較放大得到信號。如圖1（a）所示，信號Vea和線性上升的三角波信號Vtr比較。當Vtr?Vea時，控制信號VWM和VG跳變?yōu)榈?，開關元件M1截至。此時，電感L1為了保持其電流IL1不變，電感L1中的磁場將改變電感L1兩端的電壓極性。這時二極管D1承受正向偏壓，并有電流ID1流過，故稱D1為續(xù)流二極管。若IL1?IO時，電容C1處于放電狀態(tài)，有利于輸出電流IO和輸出電壓VO保持恒定。開關元件截至的狀態(tài)一直保持到下一個周期的開始，當又一次滿足條件Vea?Vtr時，開關元件M1再次導通，重復上面的過程。

由分析可得，Buck變換器的工作過程可分為兩部分： 1)開關（晶體管）導通：

二極管D1截止；電感電流線性增加并儲能；電容充電儲能；輸出電壓Vo。2)開關（晶體管）關斷：

二極管D1導通；電感釋放能量；電容放電；輸出Vo。

2、Buck變換器反饋環(huán)路分析

仔細分析Buck變換器的原理圖可知，它的反饋環(huán)路是一個負反饋環(huán)路。如圖3所示，當輸出電壓VO升高時，電壓VS升高，所以誤差放大器的輸出電壓Vea降低。由于Vea的降低，使得三角波Vtr更早的達到比較電平，所以導通時間Ton減小。因此，Buck變換器的輸入能量降低。由能量守恒可知，輸出電壓VO降低。反之亦然。

VOVOVSVSVeaVeaTonTonVOVO

圖3 Buck變換器的負反饋環(huán)路

3、Buck變換器的兩種工作模式

按電感電流IL1在每個周期開始時是否從零開始，Buck變換器的工作模式可以分為電感電流連續(xù)工作模式（Continuous Conduction Mode，CCM）和電感電流不連續(xù)工作模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）兩種。兩種工作模式的主要波形圖如圖2.4所示。下面分別對這兩種工作模式進行分析。

V1Vdc0IM1I2I10ID1I2I10IL1I2I10IC10TTonTofftV1Vdc0IM10TTonToffTdTidttID10IL10tIOttIOtttIC10

(a)CCM工作模式（b）DCM工作模式

圖4 Buck變換器的主要工作波形圖

t 1）Buck變換器的CCM工作模式

由定義可知，Buck變換器的CCM模式是指每個周期開始時電感L1上的電流不等于零，圖4（a）給出了Buck變換器工作在CCM模式下的主要波形。設開關M1的導通時間為Ton，截止時間為Toff，工作時鐘周期為T，則易知有

T?Ton?Toff（2-1）

開關M1的狀態(tài)可以分為導通和截止兩種狀態(tài)。假設輸入輸出不變，開關M1處于導通狀態(tài)時，電壓V1?Vdc，此時電感L1兩端的電壓差等于Vdc?VO，電感電流IL1線性上升，二極管電流ID1?0。在開關M1導通的時間內，電感電流的增量為

?iL1??Ton0Vdc?VOV?VOdt?dc?Ton（2-2）L1L1其中，?iL1表示開關M1導通時間內電感電流的增量（A）；L1表示電感L1的電感量（H）。

當開關M1處于截止狀態(tài)時，若沒有二極管D1的存在，電感L1中的磁場會將電壓V1感應為負值，以保持電感中電流IL1不變。這種電壓極性顛倒的現(xiàn)象成為“電感反沖”。但此時二極管D1導通，將電壓V1鉗位在比地低一個二極管正向導通壓降的電位。由假設條件可知，電壓V1=0V。此時，電感L1兩端的電壓差等于VO，電感電流IL1線性下降，二極管電流ID1?IL1。在開關M1截止的時間內，電感電流的增量為

ToffVVO'O?iL??dt???Toff（2-3）1?0L1L1'其中，?iL； 1表示開關M1截止時間內電感電流的增量（A）

'

當Buck變換器處于穩(wěn)態(tài)時，電感電流的增量?iL1??iL1，所以

Vdc?VOV?Ton??O?Toff（2-4）L1L1整理可得

VO?Vdc*若令B1?TonT?Vdc*on（2-5）

Ton?ToffTTon，則 TVO?Vdc*B1（2-6）

其中，B1表示開關M1導通時間占空比。上式表明，輸出電壓VO隨著占空比B1變化。若用G表示輸出電壓的電壓增益，則CCM模式下Buck變化器的電壓增益為VG?O?B（2-7）

Vdc2）Buck變換器的DCM工作模式

由定義可知，Buck變換器的DCM工作模式是指每個周期開始時電感L1上的電流等于零，圖4（b）給出了Buck變換器工作在DCM模式下的主要波形。由圖4（b）可知，DCM工作模式下Buck變換器共有三種狀態(tài)：開關管M1導通，二極管D1導通和系統(tǒng)閑置（即開關管M1和二極管D1都關閉）。設開關M1的導通時間為Ton，截止時間為Toff，二極管導通時間為Td，系統(tǒng)閑置時間為Tid，工作時鐘周期為T，則易知有

T?Ton?Toff?Ton?Td?Tid

（2-8）

假設輸入輸出不變，開關M1處于導通狀態(tài)，參考Buck變換器工作在CCM模式的公式推導過程，可以推導出DCM模式下，在開關M1導通的時間內，電感電流的增量為

TonVV?VOdc?VO?iL1??dt?dc?Ton

（2-9）

0L1L1其中，?iL1表示開關M1導通時間內電感電流的增量（A）。

同樣的，當二極管D1導通，開關M1截止時，參考Buck變換器工作在CCM模式的公式推導過程，可以推導出DCM模式下，在二極管D1的導通時間內，電感電流的增量為

TdVV'?iL1???Odt??O?Td

（2-10）

0LL11'其中，?iL。1表示二極管D1導通時間內電感電流的增量（A）當系統(tǒng)處于閑置狀態(tài)時，電感電流IL1和二極管電流Id都等于零。為了維持輸出電壓VO和輸出電流IO不變，電容C1處于放電狀態(tài)。由假設條件c)可知，此時電容上的電流等于輸出電流IO，即

IC1(id)?IO?VO（2-11）RL其中，RL表示輸出負載的阻抗。

' 當Buck變換器處于穩(wěn)態(tài)時，電感電流的增量?iL1??iL1，所以

Vdc?VOV?Ton??O?Td

（2-12）L1L1整理可得

VO?Vdc*令B1?Ton（2-13）

Ton?TdTonT，B2?d，則上式可變?yōu)?TTVO?Vdc*B1（2-14）

B1?B2若用G表示輸出電壓的電壓增益，則DCM模式下Buck變換器的增益為

B1

（2-15）G?B1?B2另外，由圖2.4（b）可知，穩(wěn)態(tài)時輸出電流IO等于電感電流IL1的平均值，而且等于VO，所以 RLIO?化簡可得

?VV?VO1?1*?*?B1?B2?T*dcB1T??O（2-16）T?2L1?RL12K

（2-17）?1??B1?B2?B1G其中，K?L1。聯(lián)立式（2-15）和（2-17）可解得Buck變換器DCM模式下的RLT電壓增益為

G?VO?Vdc21?1?8KB12（2-18）

3）Buck變換器CCM模式和DCM模式的臨界條件

所謂Buck變換器的臨界條件就是指，此時Buck變換器的工作狀態(tài)即滿足DCM模式的條件，又滿足CCM模式的條件。由式（3）我們知道Buck變換器在DCM模式下有

?VV?VO1?1*?*?B1?B2?T*dcB1T??O（2-19）T?2L1?RL因為，此時Buck變換器又滿足CCM模式的條件，所以?B1?B2??1，故有 IO?IO?1Vdc?VO1*B1T??iL1（2-20）2L12因此，Buck變換器CCM模式和DCM模式的臨界條件為 1?iL1?IO（2-21）2且Buck變換器工作在CCM和DCM模式的判斷條件分別為

1CCM模式的判斷條件：?iL1?IO

21DCM模式的判斷條件：?iL1?IO

2聯(lián)立式（2-10）和（2-21）可得

V1VO*Td?IO?O

（2-22）2L1RL由上式可以得出Buck變換器CCM模式和DCM模式臨界條件的另一種形式

Td?2L1

（2-23）RL由上式可知，若二極管導通時間Td和電感量L1固定，Buck變換器工作在CCM模式還是DCM模式由負載電阻RL決定。當電阻RL增大時，工作狀態(tài)由CCM模式轉化為DCM模式。

4）兩種模式的特點

a)b)c)d)不連續(xù)模式電壓峰值更高 不連續(xù)模式電流峰值更大

連續(xù)模式比不連續(xù)模式具有更好的可控性。

不連續(xù)模式能量完全傳遞，連續(xù)模式下能量不完全傳遞

4、Buck變換器電感的選擇

選擇Buck變換器電感的主要依據(jù)是變換器輸出電流的大小。假設Buck變換器的最大額定輸出電流為Iomax，最小額定輸出電流為Iomin。

當Buck變換器的輸出電流等于Iomax時，仍然要保證電感工作在非飽和狀態(tài)，這樣電感值才能維持恒定不變。電感值L1的恒定確保了電感上的電流線性上升和下降。

其次，最小額定輸出電流Iomin和電感值L1決定了Buck變換器的工作狀態(tài)是否會進入DCM模式。我們知道，當Buck變化器工作在CCM模式時有

VTon?OT

（2-35）

Vdc且當輸出電壓VO，輸入電壓Vdc和變換器的工作周期T不變時，導通時間Ton保持不變。由CCM模式和DCM模式的臨界條件可知，CCM模式的最小輸出電流為

1IOmin??i

（2-36）

2又因為

V?V?i?dcO*Ton（2-37）

L1聯(lián)立式（2-35）,（2-36）和（2-37）得Buck變換器CCM模式和DCM模式的臨界電感值為

Lc??V?V?VTVdc?VOVO**T?dcOO（2-38）

2*IOminVdc2*IOminVdc5、Buck變換器輸出電容的選擇和紋波電壓

Buck變換器輸出電容的選擇和紋波電壓的大小密切相關。我們知道，實際的電容C1可以等效為如圖4所示的電路結構。其中電阻R0為等效串連電阻（Equivalent Series Resistance, ESR）,電感L0為等效串連電感（Equivalent Series Inductance，ESL）。當頻率低于300KHz或500KHz時，電容C1的等效串連電感可以忽略，輸出紋波電壓主要取決于電容C0和等效串連電阻R0。

L1IL1IOD1IC1VC0C1VOD1L1C0R0L0IC1?iL12C1的等效電路?iL1IOTtVpp_coVOt VC0T/2圖4 電容C1的等效電路及電容C1上的電流電壓變化

由上圖可知，電容C1上的電流為

IC1?IL1?IO

（2-39）

所以，電容C1上的電流最大變化量為?iL1，故等效串連電阻R0上產(chǎn)生的電壓波動峰峰值為

Vpp_R0??iL1*R0

（2-40）

電容C0上的電壓紋波峰峰值為

Vpp_co?1?iL1?T*?*Q?22?2??iL1*T

（2-41）???C0C08C0所以，輸出電壓VO上的電壓紋波Vpp為 Vpp?Vpp_R0?Vpp_co??iL1*R0?T??iL1*(R0?)8C0?iL1*T8C0

（2-42）

但從一些廠家的產(chǎn)品手冊可知，大多數(shù)常用鋁電解電容R0*C0是一個常數(shù)，且等于50～80*10－6F。而Buck變換器的工作頻率一般為20～50KHz，所以其周期為20～50*10－6S。因此，Vpp_R0R8RC?0?00?8（2-43）TVpp_coT8C0所以，一般情況下我們可以忽略電容C0產(chǎn)生的紋波電壓，那么電壓紋波Vpp近似為

Vpp?Vpp_R0??iL1*R0（2-44）

而電壓紋波和電感電流變化量可以由系統(tǒng)參數(shù)得到，所以可以求出變量R0的值。然后由常用鋁電解電容R0*C0是一個常數(shù)可以計算出系統(tǒng)應該選用的電容值C0。

三、Buck變換器工作原理總結

1.2.3.4.5.BUCK變換器應用于降壓、輸入輸出非隔離。

BUCK變換器工作頻率不宜過高，一般小于50KHZ。當有超過一組輸出時就不適合使用BUCK變換器。變換器的電器特性與電流模式關系密切。

變換器電路中的電感與電容起能量儲－放作用，且兩個器件接線形式必須為低通濾波樣式。

6.效率高，損耗低，輸出電流紋波較小，電路結構簡單，比較適合使用于大功率輸出。

第二篇：buck變換器設計報告

BUCK變換器設計報告

——電力電子裝置及應用課程設計

設計指標及要求

1.1設計指標

?輸入電壓標稱直流48V 范圍：43V~53V ?輸出電壓：直流24V ?輸出電流：直流5A ?輸出電壓紋波：100mV ?電流紋波：0.25A ?開關頻率：250kHz ?相位裕量：60 ?幅值裕量：10dB

1.2 設計要求

?計算主回路的電感和電容值

?開關器件選用MOSFET, 計算其電壓和電流定額 ?設計控制器結構和參數(shù) ?畫出整個電路, 給出仿真結果 BUCK主電路各參數(shù)計算

圖1 利用matlab搭建的BUCK主電路

Mosfet2在0.01s時導通，使得負載電阻由9.6

變?yōu)?.8，也就是說負載由半載到滿載，穩(wěn)態(tài)時負載電流上升一倍，負載電壓不變，這兩種狀態(tài)的轉換的過程的表征系統(tǒng)的性能指標。2.1 電感值計算

當當當 時，時，時，D=0.558 , 求得，D=0.5 , 求得，D=0.453，求得

所以，取

2.2 電容值的計算

代入，得，由于考慮實際中能

量存儲以及輸入和負載變化，一般取C大于該值，取

2.3 開關器件電壓電流計算

2.4 開傳遞函數(shù)的確定

其中

故開環(huán)傳遞函數(shù)為 系統(tǒng)開環(huán)性能

3.1 開環(huán)傳遞函數(shù)的階躍響應

由MATLAB可以作出系統(tǒng)的開環(huán)函數(shù)的單位階躍響應，如下圖所示

由圖可知，系統(tǒng)振蕩時間較長，在5ms之后才可以達到穩(wěn)定值，超調量為66.67%，需要增加校正裝置進行校正。

3.2 系統(tǒng)開環(huán)輸出電壓電壓、電流響應

由MATLAB simulink作出的系統(tǒng)的輸出電壓、電流響應如下圖所示

圖2 開環(huán)電壓、電流響應

在0.01s時負載由9.6。

由圖可知電壓超調量達到70%，電流超調量達到75%。

變?yōu)?.8，電壓振蕩后不變，電流增大一倍

圖3負載變化時電流響應圖4負載變化時點響應

圖3 電流紋波圖4 電壓紋波

電流紋波約為0.002A，電壓紋波為0.01V，符合設計的要求，由于器件本身的壓降損耗等因素，電壓穩(wěn)態(tài)值不等于24V，電流的穩(wěn)態(tài)值也不等于5A?？刂葡到y(tǒng)設計

4.1 控制原理

圖5 閉環(huán)控制系統(tǒng)原理

取輸出輸出信號作為反饋信號，經(jīng)過校正裝置來控制MOSFET的導通和斷開，在開關周期一定的情況下控制占空比，實現(xiàn)閉環(huán)控制。根據(jù)控制信號的不同，有以下兩種控制方法：

圖6 電壓型控制

電壓控制型：電壓作為反饋信號，經(jīng)過校正裝置與鋸齒波比較來控制開關的占空比。

圖7 電流型控制

電流峰值控制：用通過功率開關的電流波形替代普通PWM調制電路中的載波信號。

4.2 閉環(huán)系統(tǒng)結構圖

圖8 閉環(huán)系統(tǒng)結構圖

閉環(huán)增益:調節(jié)器增益：反饋因子：

4.3 調節(jié)器類型

積分器

PI調節(jié)器

PID調節(jié)器

?積分器：斜率-20db/dec,-90°.?PI調節(jié)器：加入一個零點，局部斜率平坦，并且可提供90°的超前相位。

?PID調節(jié)器：加入兩個零點，局部斜率上翹，并且可提供180°的超前相位。

4.4 閉環(huán)系統(tǒng)各參數(shù)確定

采用電壓型控制，取輸出電壓作為反饋量，選用PID調節(jié)器進行調節(jié)，并且使用K因子法確定各參數(shù)的數(shù)值。

4.4.1 確定相位裕量 根據(jù)設計要求，相位裕量為600

4.4.2 確定剪切頻率

由于PID調節(jié)器可以提供180度相位超前

取 4.4.3 確定。，即，為確保校正成功，取相位裕量為7由開環(huán)傳遞函數(shù)可以求得當時，由于遞函數(shù),可得

4.4.4 各電路參數(shù)及

由K因子法公式可得

由公式 的確定 ,所以,可得代入傳

可得

進而可得

解得 K=27.75

已知 代入解得，K=27.75，表達式為：

代入得 系統(tǒng)閉環(huán)電路設計

5.1 基于MATLAB的閉環(huán)系統(tǒng)

圖 MATLAB下系統(tǒng)閉環(huán)電路

5.1.1 校正后的bode圖

MATLAB作出的校正后的系統(tǒng)bode圖

圖9 校正前后bode圖

利用MATLAB SISOTOOL同樣可以作出加入PID調節(jié)器系統(tǒng)的bode圖

圖10 MATLAB SISOTOOL作出的bode圖

圖中方形點為極點，圓形點為零點，由圖中可以直接讀出,并可以求得幅值裕量為無窮大，均符合設計要求。

5.1.2 系統(tǒng)的閉閉環(huán)單位階躍響應

圖11 閉環(huán)傳遞函數(shù)的單位階躍響應

對比開環(huán)傳遞函數(shù)的單位階躍響應圖可知，系統(tǒng)響應速度加快，在0.5ms時基本達到穩(wěn)態(tài)值，振蕩過程大大縮短。

5.1.3 閉環(huán)系統(tǒng)輸出電壓、電流波形

圖12 電壓響應波形

圖13 電流響應波形

圖14 負載變化電流響應 圖15 負載變化電壓響應

電壓電流紋波狀況如下圖所示

圖16電流紋波 圖 電壓紋波

由圖可知電壓電流響應都明顯快于開環(huán)系統(tǒng)，振蕩的幅度小，振蕩時間短。電流紋波約為0.002V，電壓紋波約為0.01V，均符合設計標準。

5.2 基于psim的閉環(huán)電路設計

圖 基于PSIM的閉環(huán)電路圖

在48V基礎上疊加一個頻率為200Hz 設計感悟

第三篇：尚朋堂電磁爐工作原理與檢修分析

第一節(jié)工作原理

適用：尚朋堂 SR-CH2008W、CH2009W、CH2007D、CH2006D、CHS204W、CHH205W、CHG202W、Y2002D、CHS203D、CHG201D

一、電源輸出電路：

工頻220V交流電經(jīng)D1、D4整流后由R51，L6給U6供電C4濾波。從U6○1○2腳輸出經(jīng)L3、C10濾波得到18VDC給風扇供電，再經(jīng)D10、ZD1給U6穩(wěn)壓。整機供電由L5、C18濾波后供給，得到穩(wěn)定的18V后經(jīng)R21、Q3、U5、穩(wěn)壓DC5V給CPU供電。

二、CT檢鍋電路：

檢鍋電路由電阻R94（100Ω）對地取樣C71濾波，經(jīng)R70送入U2A ○2腳進行放大，R102、C67構成反饋回路.從1腳輸出放大后的CT信號經(jīng)VR1電位器調節(jié)經(jīng)R105、C70、R63、C66、R6、C21濾波送進CPU○8腳進行檢測。

三、風扇驅動電路：

風扇驅動信號由CPU 腳輸出經(jīng)R36、R37使Q2導通，Q2集電極↘Q6導通，18V經(jīng)Q6 E極進去從C極輸出經(jīng)L4給風扇供電，風扇導通同時經(jīng)R14、R20分壓送入Q4基極控制IG電壓，送進CPU○5腳進行風扇欠壓保護（IG電壓為1.7V-4.1V）。

四、溫度檢測電路：

溫度檢測電路分兩部分；1）IGBT溫度檢測由5V經(jīng)R29、R115（IGBT‘ NTC’與R136并聯(lián)）分壓C81濾波經(jīng)、R13

送進CPU○5腳實現(xiàn)IGBT溫度檢測。2）鍋底溫度檢測由5V經(jīng)R17，（NTC與R10并聯(lián)）分壓由C6、R16、C20構成∏型濾波送進CPU○7腳實現(xiàn)鍋底溫度檢測，同時分壓后經(jīng)R95送進U2B○5腳與○6腳的基準電壓比較，從○7腳輸出經(jīng)R117、R92送入U4B○7腳與○5腳比較由○1腳去控制VD電壓實現(xiàn)保護。

五、同步電路：

由U3A構成，從BD1整流C51濾波后經(jīng)R59、R58（200K）R57分壓給U3A○5腳提供基準電壓，當IGBT導通時線盤與C53構成振蕩電路，經(jīng)R84~R86、R53（64.9K）、R54分壓送入○4腳進行比較○2腳輸出比較電壓與VD進行同步。

六、高壓保護電路：

高壓保護電路分兩部分；1）由U3B構成，5V經(jīng)R60給○7腳提供基準電壓，當IGBTC極電壓過高時經(jīng)R84~R86、R55、R56分壓送入U3B○6腳比較從1腳輸出低電平實現(xiàn)保護。2）由U3D構成5V經(jīng)R79，（R98與R133并聯(lián)）分壓給U3D○11腳提供基準電壓，當電源電壓過高或電源有過高的脈沖干擾時經(jīng)BD1整流，R59、R58、R57分壓后供給U3D○5腳（反向輸入）得到的電壓↗○13腳電壓↘，從而實現(xiàn)保護。

七、VD驅動電路：

由U3C、Q55、Q53構成，從CPU○12腳輸出PWM（脈寬調

制信號）經(jīng)R1、R72給U3C○8腳提供基準電壓。在SB信號的作用下，經(jīng)D51、D52、R104送入U3C○9腳進行比較○14腳輸出使Q55截止，此時C極↗Q53 B極↗Q53導通產(chǎn)生VD經(jīng)R65使IGBT導通，C53與線盤構成LC振蕩，經(jīng)同步電路返回D51、D52構成回路后CPU送出的SB信號為低電平，整機開始工作。

八、過流保護電路：

由U4C、U4D、Q52構成。VD驅動電壓經(jīng)R77送到U4D○10腳與11腳（5V）基準比較由○13腳輸出經(jīng)Q52送入U4D○8腳與○9腳基準比較從○14腳輸出經(jīng)R74去控制PWM信號（PWM越高功率就越大）實現(xiàn)保護。

九、電流偵測電路

電流偵測信號由R67對地取樣經(jīng)C56耦合Q51放大從Q51集電極輸出經(jīng)C60送入U4C○8腳與○9腳比較從○14腳輸出去控制PWM信號的寬度，從而控制電流的大小。

第二節(jié)2008W系列故障檢修

故障現(xiàn)象檢修流程排除方法

1．燈閃不加熱1.檢查高壓保護電路

2.檢查SB、PWM信號是否正常

3.檢查VD驅動信號

4.檢查CT信號電路1.可查R84-R89、R58-R59、U3、U4、C3、BD

2.可查CPU、C2、IG電壓、C3、U2、D13、D51、D52、Q64、Q54、C57、U3

3.可查C611、Q55、Q53、Q554、DD55、C82、R65、U4、IGBT

4.可查R94、C31、R33、C30、U2、CPU、VR1

2．通電沒反應

1.檢查主電源供電電路

2.檢查5V穩(wěn)壓電路

3.檢查CPU及周圍電路

1.可查，先確定有無220V正常，D1、D4、R51、L6、U6、D6、C19、ZD1

2.可查，Q3、U5、ZD6、R21、R28

3.可查，復位電路，D5、R28、C14和振蕩電路Y1（8MHZ）晶振及更換CPU

3．功率大小不可調1.檢查CS電流調節(jié)電路

2.檢查鍋具檢查電路

3.檢查振蕩電路1.可查R67、Q51、R71、C60、D54、Q52、U3、ZD52、U4、C57、2.可查R33、U2、VR1、C31

3.可查C63、C53、C61、D51、D52、R75

4．通電爆機1.檢查VD驅動電路

2.檢查SB信號輸入電路1.可查Q55、Q53、D55、D62、R15、IGBT、BD、C82、C53、U3、F1、R75

2.可查U2、Q64、Q54、D51、D52、CPU、5．加壓呈保溫狀態(tài)1.檢查IGBT、發(fā)熱盤、NTC是否正常

2.檢查溫控電路

3.檢查散熱機構1.正常情況下在常溫狀態(tài)NTC為100K左右

2.可查C3、C13、U4、C81、C6、C20和兩個NTC

3.可查看風扇轉運是否正常，IGBT散熱內有無雜物

6．通電風扇一直轉1.檢查風扇驅動電路

2.檢查CPU有無損壞1.可查Q6、D7、Q2、L4及有無18V輸出

2.更換CPU

7．顯示故障代碼1.顯示E1顯示E2

2.顯示E3顯示E4

3.顯示E7

4.顯示E81.檢查香菇頭，C6、R10、C20、CPU

2.檢查IG電壓（3.45V），C3、C13、C81、IGBT（NTC）、U4及風扇電路

3.檢查風扇電路，風扇、C34、U2

4.檢查CT電路，R107 VR1、C91、CPU

第四篇：3D打印機工作原理分析淺談

.3D打印技術能否顛覆世界

說到3D技術我們肯定不會陌生，在近年間3D技術得到廣為的流傳，尤其在辦公方面。聽到3D打印這個詞您是不是就覺得酷酷的？又神奇又好奇？現(xiàn)在的3D市場涉及到的領域特別多，3D打印機在建筑設計、食品制作、微型模型、復雜結構、零配件、趣味模型等領域都已經(jīng)有了一定的應用。

其實在國外市場3D打印機已經(jīng)是一類比較成熟的設備，按照物體的大小和材質來分，立體打印機也是多種多樣的，大小和價格都是不同的，僅僅知道這些可是不夠的，想要了解3D打印機的原理和技術嗎？我們一起往下看：

3D打印機最早出現(xiàn)在上世紀90年代中期，實際上是利用光固化和紙層疊等技術的快速成型裝置。3D與普通打印機工作原理基本相同，打印機內裝有液體或粉末等“打印材料”，與電腦連接后，通過電腦控制把“打印材料”一層層疊加起來，最終把計算機上的藍圖變成實物。這打印技術稱為3D立體打印技術。

3D打印機和普通打印機的差異

隨著現(xiàn)在社會的不斷進步和發(fā)展，人們對需求的日益化提高，很多原有的東西已經(jīng)不能滿足人們，普通的打印來說應用范圍太過于狹小，這時候很多人開始琢磨3D打印技術和3D打印機。

對于打印機來說，更多的人們只知道噴墨打印機和激光打印機，其實按打印機組件來分析，包括3D打印機在內，都是由控制組件、機械組件、打印頭、耗材和介質等架構組成的，打印原理是一樣的，3D打印機主要是在打印前在電腦上設計了一個完整的三維立體模型，然后在進行打印輸出，其實可以打印很多

類型的東西，等著我們不斷開發(fā)。

其實說到普通打印機和3D打印機最大的差別就在于耗材不同，普通打印機的耗材是由傳統(tǒng)的墨水和紙張組成的，而3D打印機主要是由膠水和粉末組成的，都是經(jīng)過特殊處理的材料，但是對固化反應速度和模型強度以及分辨率都有很大關系。

3D打印技術藍圖變實物

說打印機之前我們先來說說3D打印技術，在上世紀90年代中期，利用光固化和紙層疊等技術的快速成型裝置。這個技術在如今的社會中涉及到了各個領域，得到了不錯的應用，大家通過它來制作實物，制作醫(yī)學物品，制作建筑材料，制作服裝等等。

其實3D打印的工作原理是很簡單的，基本與普通打印機的工作原理相同。簡單點說就是主要通過電腦連接和打印機內部的耗材來完成的，通過打印材料和三圍立體模型一層層的疊加，最終把藍圖變成實物。

3D打印技術能夠實現(xiàn)600dpi分辨率，每層厚度只有0.01毫米，即使模型表面有文字或圖片也能夠清晰打印。受到噴打印原理的限制，打印速度勢必不會很快，較先進的產(chǎn)品可以實現(xiàn)每小時25毫米高度的垂直速率，相比早期產(chǎn)品有10倍提升，而且可以利用有色膠水實現(xiàn)彩色打印，色彩深度高達24位。

3D打印機工作原理特點優(yōu)勢

我們對3D打印技術有了一個初步的了解，對接下來我們要介紹的3D打印機就更容易理解了。3D打印機又叫做三維立體打印機，要說3D打印是添加劑制造技術的一種形式，在添加劑制造技術中三維對象是通過連續(xù)的物理層創(chuàng)建的話，3D打印機就是對于其它的添加劑制造技術而言的，具有速度快、價格便宜、高易用性等優(yōu)點。

3D打印機就是可以打印出真實物體的設備，功能上與激光成型技術一樣，采用了分層加工、疊加成型來完成3D實體打印。3D打印機在生產(chǎn)應用方面存在著巨大的潛力，并在珠寶首飾、工業(yè)設計、建筑、汽車、航天、醫(yī)學高領域打偶得到了廣泛的應用。

3D打印機應用及技術展望

3D打印機作為緊跟3D潮流的迅猛發(fā)展的產(chǎn)業(yè)，被稱為改變未來世界的創(chuàng)造性科技，不僅改變了許多

工廠的生產(chǎn)方式還帶來制造業(yè)的新革命，接下來還將打進家庭內部，給我們的生活帶來翻天覆地的變化。

3D技術現(xiàn)在得到了很廣泛的應用，但是因為產(chǎn)品的價格依然很高，使用率還是少數(shù)，雖然3D打印機價格不斷降低，但是很多廠家、設計院和大學也只是開始準備配備中，并沒有得到很好的普及。

通過這篇簡短的文章，相信大家對3D打印有個初步的印象和了解。之前雖然我們多多少少聽說過3D打印技術，但是我們會認為3D打印更趨近廠商和醫(yī)學、航天等一些離身邊較遠的高領域，其實3D打印在生活中無處不在，有了更充分的認識才能更充分了解。3D打印是添加劑制造技術的一種形式，在添加劑制造技術中三維對象是通過連續(xù)的物理層創(chuàng)建出來的。3D打印機就是可以“打印”出真實3D物體的一種設備，利用分層加工和疊加成型通過逐層增加材料來完成的實體。

第五篇：電容工作原理與用法總結（最終版）

無論在何種情況下，兩個具有不同電位的導體間都會產(chǎn)生電容。在兩個具有不同電位的導體之間，總是存在一個電場。電場中存儲的能量由驅動電路供給。因為驅動電路是一個功率有限的激勵源，所以在任何兩個導體之間的電壓將在有限的時間內建立一個穩(wěn)定狀態(tài)值。隨著能量的注入，電壓會很快地建立或衰減，其中對電壓的阻力稱為電容。例如兩個平等金屬板的結構，在低電壓下包含了大量電荷，所以電容就很大。

圖1.5顯示了由30歐激勵源驅動一個電容時理想的電流和電壓波形，電容階躍響應的上升變化顯示為一個時間的函數(shù)。當電壓階躍剛開始時，大量的能量流入電容，從而建立起它的電場。進入電容的初始電流相當高，而電壓階躍剛開始時，大量的能量流入電容，從而建立起它的電場。進入電容的初始電流相當高，而電壓與電流的比值Y(T)II(T)非常低。在很短的時間范圍內，電容看起來就像一個短路連接。

隨著時間的推移，比值Y(T)II(T)逐漸增大。最終，電流下降至接近于零，電容此時看起來像開路一樣。最后，電容內的電場完全建立，由于電介質非理想的絕緣性質，電容兩極之間只有一個很小的泄漏電流存在。此時的Y(T)II(T)比值非常高。

有此電路元件的階躍響應在某個時間范圍內顯示為電容特征，而在另外的時間范圍內顯示為電感特征，或者相反，舉例來說，電容的安裝引腳在非常高的頻率時，其電感通常足以使整個元件呈現(xiàn)為電感特征。該電容的階躍響應在零時刻會出現(xiàn)一個微小的脈沖，也許僅有數(shù)百皮秒(對應于引腳電感大小)，接著下降至零，隨后才是一個正常的容性上升斜線。

如果階躍激勵源的上升時間太慢，輸出曲線的軌跡將不會出現(xiàn)電感性尖脈沖。由于脈沖非常短，如果示波器的掃描時間基準設定得太慢，也很容易會錯過。令人感興趣的是，通過調整上升時間和設定掃描時間基準，我們可以使電路元件的階躍響應測量結果在某個特定頻率范圍內特征更加突出。概括來說，如果階躍上升時間是TR，接近零時刻的階躍響應與電路元件在頻率FA附近的阻抗大小有關：FA=0.5/TR 其中，TR=階躍激勵源的上升時間 FA=近似分析頻率

通過直觀地平均整個時間周期上的階躍應值，我們可以休息出較低頻率上的阻抗大小。采用上式可以計算出應于一個平均周期值TR的近似分析頻率。

階躍響應的最終數(shù)值顯示出了直流時的阻抗。僅從一個階躍上升時間TR，我們無法推斷出比FA更高的頻率分量上更多特性。只有階躍激勵源的信號頻率足夠高，才能確保揭示出所想要看到的情況。

圖1.6描繪了一個測量裝置，適合用來表現(xiàn)一個幾皮法電容在納秒級時間周期上的特性。這個裝置適用于揭示諸如印刷電路走線、六電路輸入電容、旁路電容元件以及其他數(shù)字電路通用元件的電容特性。該方法通過一個已知的電阻來驅動被測電容。通過測量產(chǎn)生波形的上升時間，可以推導出電容的容值。與音頻電路所用技術相比較，這個裝置非常復雜。復雜性來自于在高頻電磁場能量的控制和引導方面的困難。同軸電纜用來直接引導測試信號，并把測量結果輸入輸出到一個小于1IN的完整地平面，該處是實際進行測量的位置。把測量區(qū)域限制為NIN，是為了確保電路呈現(xiàn)為集總電路的特性。

例1.1 一個小的接地電容的測量

本例中(見圖1.6)的被測設備(DUT)是一個平行板電容器。采用0.5IN*0.75IN的1.5IZ覆銅印制在環(huán)氧樹脂F(xiàn)R-4印刷電路板正面，背面是一個平行的完整地平面，標稱的平行間隔為0.008IN。這個結構一個電容器，附帶有非常低的寄生串聯(lián)電感。

測量裝置由兩個RG-174同軸電纜組成，分別用于信號的輸入和輸出。輸入電纜通過50歐端接到地，已端接的信號輸出通過一個1K的驅動電阻連接到被測設備。1K電阻隔離了被測設備與信號源，為信號幅度性能的一致性，面無需考被測設備的負載阻抗。

實際路中的信號源脈沖發(fā)生器應能提供幅度及上升時間與期望相近似的信號。當測量無源元件時，脈沖發(fā)生器的直流偏置不太重要。另一方面，當測量門電路輸入時，通常應使脈沖源的輸出覆蓋門電路輸入的整個轉換范圍，并向被測門電路提供能量，以使門電路偏置于實驗所需的工作范圍之內。需要較大輸入驅動電流的門電路可能還會要求比1K更小的源端電阻。

如果信號發(fā)生器具有一個50歐的反端接器件，利用它可以減少輸入電纜上的反射。該器件在信號發(fā)生器輸出級插入一個50歐的串聯(lián)阻抗，可以減少信號源電纜的前向和反向反射，該反射通常是由測試夾具與信號源輸出阻抗之間不可避免的輕微不匹配而引起的。反向端接后，來自源信號的不必要反射被兩次衰減，第一次是被測試夾具彈回時，第二次是在源端反向端接電阻上反彈后返回到測量儀器的路徑上，反向端接雖然使信號源輸出的有效幅度降低了一半，但是改善了系統(tǒng)階躍響應。

輸出電纜通過一個1K電阻與被測電路隔離連接，另一端連到一個內部含有50歐端接的示波器輸入端。1K電阻起一個21：1探頭的作用。這里的輸入和輸出電纜都是3FT長。

輸出電纜通過一個1K電阻與被測電路隔離連接，另一端連到一個內部含有50歐端接的示波器輸入端。1K電阻起一個21：1探頭的作用。這個信號感應裝置的優(yōu)點將在本書后面關于示波器探索測的小節(jié)中詳細闡述。這里的輸入和輸出電電纜都是3FT長。

當信號源的階躍輸入為2.6V，且DUT斷開時，這個探頭的開路響應結果如圖1.7所示。頂部的掃描線是以5NS/刻度記錄的，底部的掃描線記錄的是同一信號放大為500PS/刻度的視圖。

用于記錄這個波形的TEKTRINIX11403示波器自動計算出的10~90%上升時間為818PS標稱階躍幅度的1/21，而DUT上幅度1.3V是信號源驅動電壓的一半。

如圖1.8所示，這個實驗配置的戴維南等效電路，將總系統(tǒng)上升時間都集中表現(xiàn)到信號源上。這里不關心究竟是信號源還是示波器使得觀察到的上升的時間變得更慢。任何一個具有近似開路的時間的信號源與示波器的合理組合，在這個DUT的影響下都會有類似的特性。我們只關心已知的信號源-示波器的合理組合，在這個DUT的影響下都會有類似的特性。我們只關心已知的信號源-示波器組合的總上升時間。當測量無源元件時，我們同樣只關心觀察到的階躍幅度，而DUT上實際的電壓細節(jié)的探頭衰減比例都不重要。

關鍵字：電容 工作原理

關掉脈沖源而仍然保持50歐反向端接的連接，采用一個歐姆表在DUT的端子上測量，得到信號源的源端阻抗為503歐。這個503歐電阻是1K驅動電阻和1K感應電阻關聯(lián)的結果。

在連接DUT的情況下，觀察到的電壓波形顯示為電容特性，由低開始然后上升。初始驅動波形的存儲副本被重疊在這個圖上以便讀者參考。通過這個探頭，在整個可觀察的時間刻度范圍上，從800PS(信號源和示波器組合的總上升時間)到40NS(在示波器圖中顯示的線跡長度)，DUT表現(xiàn)出理想的容性。從圖1.9中光標沿著上升時間標出的63%的點，我們可以得知RC時間常數(shù)時間常數(shù)為23.5NS。已知驅動電阻為503歐，我們可以用關系式C=π/R計算出DUT的電容值：

從這個上升時間的頻率之間的關系可以推導出一個粗略的辦法，用電容的數(shù)字波形前沿來表示電抗。當考慮到由于一個容性負載導致的數(shù)字波形失真時，這種方法非學有用。

XC=T1/XC 對于一個3NS上升沿。例1.1中的電容的電抗值為20.44歐，由此我們預知它將會使來自輸出阻抗為30歐的TTL驅動器的一個3NS上升沿顯著畸變。

在任何時刻，電容上升過的電流與其電壓的上升時間的關系總是依照下列通用公式： I電容=C DV電容/D1