第一篇：大功率開關(guān)電源中功率MOSFET的驅(qū)動技術(shù)

大功率開關(guān)電源中功率MOSFET的驅(qū)動技術(shù) [出處/作者]：Microchip Technology公司

功率MOSFET具有導(dǎo)通電阻低、負(fù)載電流大的優(yōu)點，因而非常適合用作開關(guān)電源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流組件，不過，在選用MOSFET時有一些注意事項。

功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對該電容充電，當(dāng)電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導(dǎo)通。因此，柵極驅(qū)動器的負(fù)載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時間內(nèi)完成對等效柵極電容（CEI）的充電。

在計算柵極驅(qū)動電流時，最常犯的一個錯誤就是將MOSFET的輸入電容（CISS）和CEI混為一談，于是會使用下面這個公式去計算峰值柵極電流。

I = C(dv/dt)

實際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據(jù)MOSFET生產(chǎn)商提供的柵極電荷（QG）指標(biāo)計算。

QG是MOSFET柵極電容的一部分，計算公式如下：

QG = QGS + QGD + QOD

其中：

QG--總的柵極電荷

QGS--柵極-源極電荷

QGD--柵極-漏極電荷（Miller）

QOD--Miller電容充滿后的過充電荷

典型的MOSFET曲線如圖1所示，很多MOSFET廠商都提供這種曲線。可以看到，為了保證MOSFET導(dǎo)通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。柵極電荷除以VGS等于CEI，柵極電荷除以導(dǎo)通時間等于所需的驅(qū)動電流（在規(guī)定的時間內(nèi)導(dǎo)通）。

用公式表示如下：

QG =(CEI)(VGS)

IG = QG/t導(dǎo)通

其中：

● QG 總柵極電荷，定義同上。

● CEI 等效柵極電容

● VGS 刪-源極間電壓

● IG 使MOSFET在規(guī)定時間內(nèi)導(dǎo)通所需柵極驅(qū)動電流

圖1

以往的SMPS控制器中直接集成了驅(qū)動器，這對于某些產(chǎn)品而言非常實用，但是，由于這種驅(qū)動器的輸出峰值電流一般小于1A，所以應(yīng)用范圍比較有限。另外，驅(qū)動器發(fā)出的熱還會造成電壓基準(zhǔn)的漂移。

隨著市場對“智能型”電源設(shè)備的呼聲日漸強烈，人們研制出了功能更加完善的SMPS控制器。這些新型控制器全部采用精細(xì)的CMOS工藝，供電電壓低于12V，集成的MOSFET驅(qū)動器同時可作為電平變換器使用，用來將TTL電平轉(zhuǎn)換為MOSFET驅(qū)動電平。以TC4427A為例，該器件的輸入電壓范圍（VIL = 0.8V，VIH = 2.4V）和輸出電壓范圍（與最大電源電壓相等，可達(dá)18V）滿足端到端（rail-to-rail）輸出的要求。

抗鎖死能力是一項非常重要的指標(biāo)，因為MOSFET一般都連接著感性電路，會產(chǎn)生比較強的反向沖擊電流。TC4427型MOSFET驅(qū)動器的輸出端可以經(jīng)受高達(dá)0.5A的反向電流而不損壞，性能不受絲毫影響。

另外一個需要注意的問題是對瞬間短路電流的承受能力，對于高頻SMPS尤其如此。瞬間短路電流的產(chǎn)生通常是由于驅(qū)動電平脈沖的上升或下降過程太長，或者傳輸延時過大，這時高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET在很短的時間里處于同時導(dǎo)通的狀態(tài)，在電源和地之間形成了短路。瞬間短路電流會顯著降低電源的效率，使用專用的MOSFET驅(qū)動器可以從兩個方面改善這個問題：

1．MOSFET柵極驅(qū)動電平的上升時間和下降時間必須相等，并且盡可能縮短。TC4427型驅(qū)動器在配接1000pF負(fù)載的情況下，脈沖上升時間tR和下降時間tF大約是25ns。其他一些輸出峰值電流更大的驅(qū)動器的這兩項指標(biāo)還可以更短。

圖2

2．驅(qū)動脈沖的傳播延時必需很短（與開關(guān)頻率匹配），才能保證高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET具有相等的導(dǎo)通延遲和截止延遲。例如，TC4427A型驅(qū)動器的脈沖上升沿和下降沿的傳播延遲均小于2ns（如圖2）。這兩項指標(biāo)會因電壓和溫度不同而變化。Microchip公司的產(chǎn)品在這項指標(biāo)上已經(jīng)躋身領(lǐng)先位置（同類產(chǎn)品此項指標(biāo)至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驅(qū)動器這項指標(biāo)更不理想）。

以上這些問題（直接關(guān)系到成本和可靠性）在獨立的、專用的驅(qū)動器中都已得到了比較好的處理，但是在集成型器件或傳統(tǒng)的分立器件電路中卻遠(yuǎn)未如此。

典型應(yīng)用

便攜式計算機電源

圖3為一個高效率同步升壓變換器的電路，其輸入電壓范圍是5V至30V，可以與AC/DC整流器（14V/30V）相連，也可以用電池供電（7.2V至10.8V）。

圖3

圖3中的TC1411N是一種低壓側(cè)驅(qū)動器，TC1411N的輸出峰值電流為1A，由于使用+5V供電，可以降低因柵極過充電引起的截止延時。TC4431是高壓側(cè)驅(qū)動器，輸出峰值電流可達(dá)1.5A。用這兩種器件驅(qū)動的MOSFET可以承受持續(xù)30ns、大小為10A的漏極電流。

臺式電腦電源

圖4為一種臺式電腦的電源電路，其中的同步降壓變換器一般用于CPU的供電，其輸出電流一般不低于6A。這種電路可以提供大小可調(diào)的電壓，而目前常見的分立器件電源卻做不到。

圖4的電路要比圖3簡單些，TC4428A在這里用作高壓側(cè)和低壓側(cè)的驅(qū)動器，并且共享電源VDD；為了降低成本，電路中使用了N溝道MOSFET。TC4428A的輸出能力較強，用它驅(qū)MOSFET可以承受持續(xù)25ns、大小為10A的漏極電流。

圖4

功率MOSFET以其導(dǎo)通電阻低和負(fù)載電流大的突出優(yōu)點，已經(jīng)成為SMPS控制器中開關(guān)組件的最佳選擇，專用MOSFET驅(qū)動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化SMPS控制器帶來了契機。那些與SMPS控制器集成在一起的驅(qū)動器只適用于電路簡單、輸出電流小的產(chǎn)品；而那些用分立的有源或無源器件搭成的驅(qū)動電路既不能滿足對高性能的要求，也無法獲得專用單片式驅(qū)動器件的成本優(yōu)勢。專用驅(qū)動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產(chǎn)品的設(shè)計需要。

第二篇：大功率開關(guān)電源中功率MOSFET的驅(qū)動技術(shù)

大功率開關(guān)電源中功率MOSFET的驅(qū)動技術(shù)

電源網(wǎng)訊 功率MOSFET具有導(dǎo)通電阻低、負(fù)載電流大的優(yōu)點，因而非常適合用作開關(guān)電源（switch-mode powersupplies，SMPS）的整流組件，不過，在選用MOSFET時有一些注意事項。功率MOSFET和雙極型晶體管不同，它的柵極電容比較大，在導(dǎo)通之前要先對該電容充電，當(dāng)電容電壓超過閾值電壓（VGS-TH）時MOSFET才開始導(dǎo)通。因此，柵極驅(qū)動器的負(fù)載能力必須足夠大，以保證在系統(tǒng)要求的時間內(nèi)完成對等效柵極電容（CEI）的充電。

在計算柵極驅(qū)動電流時，最常犯的一個錯誤就是將MOSFET的輸入電容（CISS）和CEI混為一談，于是會使用下面這個公式去計算峰值柵極電流。I = C(dv/dt)實際上，CEI的值比CISS高很多，必須要根據(jù)MOSFET生產(chǎn)商提供的柵極電荷（QG）指標(biāo)計算。

QG是MOSFET柵極電容的一部分，計算公式如下： QG = QGS + QGD + QOD 其中：

QG--總的柵極電荷 QGS--柵極-源極電荷

QGD--柵極-漏極電荷（Miller）QOD--Miller電容充滿后的過充電荷

典型的MOSFET曲線如圖1所示，很多MOSFET廠商都提供這種曲線。可以看到，為了保證MOSFET導(dǎo)通，用來對CGS充電的VGS要比額定值高一些，而且CGS也要比VTH高。柵極電荷除以VGS等于CEI，柵極電荷除以導(dǎo)通時間等于所需的驅(qū)動電流（在規(guī)定的時間內(nèi)導(dǎo)通）。用公式表示如下：QG =(CEI)(VGS)IG = QG/t導(dǎo)通 其中：

● QG 總柵極電荷，定義同上。● CEI 等效柵極電容 ● VGS 刪-源極間電壓

● IG 使MOSFET在規(guī)定時間內(nèi)導(dǎo)通所需柵極驅(qū)動電流

圖1 以往的SMPS控制器中直接集成了驅(qū)動器，這對于某些產(chǎn)品而言非常實用，但是，由于這種驅(qū)動器的輸出峰值電流一般小于1A，所以應(yīng)用范圍比較有限。另外，驅(qū)動器發(fā)出的熱還會造成電壓基準(zhǔn)的漂移。隨著市場對“智能型”電源設(shè)備的呼聲日漸強烈，人們研制出了功能更加完善的SMPS控制器。這些新型控制器全部采用精細(xì)的CMOS工藝，供電電壓低于12V，集成的MOSFET驅(qū)動器同時可作為電平變換器使用，用來將TTL電平轉(zhuǎn)換為MOSFET驅(qū)動電平。TC4427A為例，該器件的輸入電壓范圍（VIL =0.8V，VIH = 2.4V）和輸出電壓范圍（與最大電源電壓相等，可達(dá)18V）滿足端到端（rail-to-rail）輸出的要求。

抗鎖死能力是一項非常重要的指標(biāo)，因為MOSFET一般都連接著感性電路，會產(chǎn)生比較強的反向沖擊電流。TC4427型MOSFET驅(qū)動器的輸出端可以經(jīng)受高達(dá)0.5A的反向電流而不損壞，性能不受絲毫影響。另外一個需要注意的問題是對瞬間短路電流的承受能力，對于高頻SMPS尤其如此。瞬間短路電流的產(chǎn)生通常是由于驅(qū)動電平脈沖的上升或下降過程太長，或者傳輸延時過大，這時高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET在很短的時間里處于同時導(dǎo)通的狀態(tài)，在電源和地之間形成了短路。瞬間短路電流會顯著降低電源的效率，使用專用的MOSFET驅(qū)動器可以從兩個方面改善這個問題：

1．MOSFET柵極驅(qū)動電平的上升時間和下降時間必須相等，并且盡可能縮短。TC4427型驅(qū)動器在配接1000pF負(fù)載的情況下，脈沖上升時間tR和下降時間tF大約是25ns。其他一些輸出峰值電流更大的驅(qū)動器的這兩項指標(biāo)還可以更短。

2．驅(qū)動脈沖的傳播延時必需很短（與開關(guān)頻率匹配），才能保證高壓側(cè)和低壓側(cè)的MOSFET具有相等的導(dǎo)通延遲和截止延遲。例如，TC4427A型驅(qū)動器的脈沖上升沿和下降沿的傳播延遲均小于2ns（如圖2）。這兩項指標(biāo)會因電壓和溫度不同而變化。Microchip公司的產(chǎn)品在這項指標(biāo)上已經(jīng)躋身領(lǐng)先位置（同類產(chǎn)品此項指標(biāo)至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驅(qū)動器這項指標(biāo)更不理想）。以上這些問題（直接關(guān)系到成本和可靠性）在獨立的、專用的驅(qū)動器中都已得到了比較好的處理，但是在集成型器件或傳統(tǒng)的分立器件電路中卻遠(yuǎn)未如此。典型應(yīng)用

便攜式計算機電源，圖3為一個高效率同步升壓變換器的電路，其輸入電壓范圍是5V至30V，可以與AC/DC整流器

（14V/30V）相連，也可以用電池供電（7.2V至10.8V）。

圖3 圖3中的TC1411N是一種低壓側(cè)驅(qū)動器，TC1411N的輸出峰值電流為1A，由于使用+5V供電，可以降低因柵極過充電引起的截止延時。TC4431是高壓側(cè)驅(qū)動器，輸出峰值電流可達(dá)1.5A。用這兩種器件驅(qū)動的MOSFET可以承受持續(xù)30ns、大小為10A的漏極電流。臺式電腦電源

圖4為一種臺式電腦的電源電路，其中的同步降壓變換器一般用于CPU的供電，其輸出電流一般不低于6A。這種電路可以提供大小可調(diào)的電壓，而目前常見的分立器件電源卻做不到。圖4的電路要比圖3簡單些，TC4428A在這里用作高壓側(cè)和低壓側(cè)的驅(qū)動器，并且共享電源VDD；為了降低成本，電路中使用了N溝道MOSFET。TC4428A的輸出能力較強，用它驅(qū)MOSFET可以承受持續(xù)25ns、大小為10A的漏極電流。

圖4 功率MOSFET以其導(dǎo)通電阻低和負(fù)載電流大的突出優(yōu)點，已經(jīng)成為SMPS控制器中開關(guān)組件的最佳選擇，專用MOSFET驅(qū)動器的出現(xiàn)又為優(yōu)化SMPS控制器帶來了契機。那些與SMPS控制器集成在一起的驅(qū)動器只適用于電路簡單、輸出電流小的產(chǎn)品；而那些用分立的有源或無源器件搭成的驅(qū)動電路既不能滿足對高性能的要求，也無法獲得專用單片式驅(qū)動器件的成本優(yōu)勢。專用驅(qū)動器的脈沖上升延時、下降延時和傳播延遲都很短暫，電路種類也非常齊全，可以滿足各類產(chǎn)品的設(shè)計需要。

第三篇：基于DSP的大功率開關(guān)電源的設(shè)計方案

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0 引 言

信息時代離不開電子設(shè)備，隨著電子技術(shù)的高速發(fā)展，電子設(shè)備的種類與日俱增，與人們的工作、生活的關(guān)系也日益密切。任何電子設(shè)備又都離不開可靠的供電電源，它們對電源供電質(zhì)量的要求也越來越高。

目前，開關(guān)電源以具有小型、輕量和高效的特點而被廣泛應(yīng)用于電子設(shè)備中，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源。與之相應(yīng)，在微電子技術(shù)發(fā)展的帶動下，DSP芯片的發(fā)展日新月異，因此基于DSP芯片的開關(guān)電源擁有著廣闊的前景，也是開關(guān)電源今后的發(fā)展趨勢。

電源的總體方案

本文所設(shè)計的開關(guān)電源的基本組成原理框圖如圖1所示，主要由功率主電路、DSP控制回路以及其它輔助電路組成。

開關(guān)電源的主要優(yōu)點在“高頻”上。通常濾波電感、電容和變壓器在電源裝置的體積和重量中占很大比例。從“電路”和“電機學(xué)”的有關(guān)知識可知，提高開關(guān)頻率可以減小濾波器的參數(shù)，并使變壓器小型化，從而有效地降低電源裝置的體積和重量。以帶有鐵芯的變壓器為例，分析如下：

圖1 系統(tǒng)組成框圖

設(shè)鐵芯中的磁通按正弦規(guī)律變化，即φ= φMsinωt，則：

式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情況下，EM=√2E，φM=BMS，故：

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PWM波的生成需對TMS320LF2407A的事件管理模塊中的寄存器進行配置。由于選用的是PWM1/2，因此配置事件管理寄存器組A，根據(jù)需要生成帶死區(qū)PWM波的設(shè)置步驟為：

(1)設(shè)置并裝載比較方式寄存器ACTRA，即設(shè)置PWM波的輸出方式;

(2)設(shè)置T1CON寄存器，設(shè)定定時器1工作模式，使能比較操作;

(3)設(shè)置并裝載定時器1周期寄存器T1PR，即規(guī)定PWM 波形的周期;

(4)定義CMPR1寄存器，它決定了輸出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通過計算采樣值而得到的;

(5)設(shè)置比較控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中斷;

(6)設(shè)置并裝載死區(qū)寄存器DBTCONA，即設(shè)置死區(qū)時間。

圖10所示為帶死區(qū)PWM波的生成原理

3.5 鍵盤掃描及LCD顯示模塊

按鍵掃描執(zhí)行模塊的作用是判斷用戶的輸入，對不同的輸入做出相應(yīng)的響應(yīng)。本開關(guān)電源設(shè)計采用16個壓電式按鍵組成的矩陣式鍵盤構(gòu)成系統(tǒng)的輸入界面。16個按鍵的矩陣式鍵盤需要DSP的8個I/O口，這里選用IOPA0～I(xiàn)OPA3作為行線，IOPF0～I(xiàn)OPF3作為列線。由于TMS320LF2407A都是復(fù)用的I/O口，因此需要對MCRA和MCRC寄存器進行設(shè)置使上述8個I/O口作為一般I/O端口使用。按鍵掃描執(zhí)行模塊采用的東營二手變頻器http://004km.cn/weixiuanli/ http://004km.cn/bianpinqichangshi/

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是中斷掃描的方式，只有在鍵盤有鍵按下時才會通過外部引腳產(chǎn)生中斷申請，DSP相應(yīng)中斷，進人中斷服務(wù)程序進行鍵盤掃描并作相應(yīng)的處理。

LCD顯示模塊需要DSP提供11個I/O口進行控制，包括8位數(shù)據(jù)線和3位控制線，數(shù)據(jù)線選用IOPB0～I(xiàn)OPB7，控制線選用IOPFO IOPF2，通過對PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的設(shè)置實現(xiàn)DSP與LCD的數(shù)據(jù)傳輸，實時顯示開關(guān)電源的運行狀態(tài)。

樣機研制

主要技術(shù)指標(biāo)如下：輸入電壓：三相AC380 V±5%;輸出電壓：DC220V±2%;輸出電流：50 A;額定功率：11 kW。

所得試驗樣機額定負(fù)載時的輸出波形如圖11(a)所示。由圖11(a)實際讀數(shù)可知，輸出電壓從0上升到220 V的響應(yīng)時間為1s左右，電源系統(tǒng)具有較快的響應(yīng)速度。同時，由圖11(b)中的電壓波形局部放大圖可見，輸出電壓為220 V時，電壓波動在2 V左右，其最大電壓波動小于1%。

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圖11 樣機額定負(fù)載時的輸出波形

結(jié)論

本文介紹的基于DSP的大功率高頻開關(guān)電源，充分發(fā)揮了DSP強大功能，可以對開關(guān)電源進行多方面控制，并且能夠簡化器件，降低成本，減少功耗，提高設(shè)備的可靠性。試驗數(shù)據(jù)表明指標(biāo)滿足設(shè)計要求，本電源均能夠保持良好的輸出性能。

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第四篇：開題報告-大功率開關(guān)電源的設(shè)計

開題報告

電氣工程及自動化

大功率開關(guān)電源的設(shè)計

一、綜述本課題國內(nèi)外研究動態(tài)，說明選題的依據(jù)和意義

開關(guān)電源的前身是線性穩(wěn)壓電源。在開關(guān)電源出現(xiàn)之前，各種電子裝置、電氣控制設(shè)備的工作電源都采用線性穩(wěn)壓電源。隨著電子技術(shù)的迅猛發(fā)展，集成度的不斷增加，計算機等各種電子設(shè)備體積越來越小而功能卻越來越強大，因此，迫切需要重量輕、體積小、效率高的新型電源，這就為開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展提供了強大的動力。

可以說，開關(guān)電源技術(shù)的發(fā)展是隨著電力電子器件的發(fā)展而發(fā)展的。新型電力電子器件的發(fā)展為開關(guān)電源的發(fā)展提供了物質(zhì)條件。20世紀(jì)60年代末，耐高壓、大電流的雙極型電力晶體管（亦稱巨型晶體管，BJT、GTR）的問世使得采用高工作頻率的開關(guān)電源的出現(xiàn)稱為可能。

早期的開關(guān)電源開關(guān)頻率僅為幾千赫茲，隨著磁性材料及大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復(fù)時間的縮短，開關(guān)電源工作頻率逐步提高。到了1969年，終于做成了25千赫茲的開關(guān)電源。由于它突破了人耳聽覺極限的20千赫茲，這一變化甚至被稱為“20千赫茲革命”。

在20世紀(jì)80年代以前，開關(guān)電源作為線性穩(wěn)壓電源的更新?lián)Q代產(chǎn)品，主要應(yīng)用于小功率場合。而中大功率直流電源則以晶閘管相控整流電源為主。但是，這一格局從20世紀(jì)80年代起，由于絕緣柵極雙極型晶體管（簡稱IGBT）的出現(xiàn)而被打破。IGBT屬于電壓驅(qū)動型器件，與GTR相比前者易于驅(qū)動，工作頻率更高，有突出的優(yōu)點而沒有明顯的缺點。因而，IGBT迅速取代了GTR，成為中等功率范圍的主流器件，并且不斷向大功率方向拓展。

開關(guān)電源開關(guān)頻率的提高可以使電源重量減輕、體積減小，但使開關(guān)損耗增大，電源效率降低，電磁干擾問題變得突出起來。為了解決因提高開關(guān)電源工作頻率而帶來的負(fù)面影響，同樣在20世紀(jì)80年代，出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)。軟開關(guān)技術(shù)采用準(zhǔn)諧振技術(shù)的零電壓開關(guān)（ZVS）電路和零電流開關(guān)(ZCS)電路。在理想情況下，采用軟開關(guān)技術(shù)，可使開關(guān)損耗降為零。正是軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用，使開關(guān)電源進一步向效率高、重量輕、體積小、功率密度大的方向發(fā)展。經(jīng)過近30年的發(fā)展，對軟開關(guān)技術(shù)的研究可謂方興未艾，它已成為各種電力電子電路的一項基礎(chǔ)性技術(shù)。迄今為止，軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用最為成功的領(lǐng)域非開關(guān)電源莫屬。

最近幾年，“綠色電源”這一名詞開始進入人們的視野。所謂“綠色”是指，對環(huán)境不產(chǎn)生噪聲、不產(chǎn)生電磁干擾，對電網(wǎng)不產(chǎn)生諧波污染。為了提高開關(guān)電源的功率因數(shù)，降低開關(guān)電源對電網(wǎng)的諧波污染，在20世紀(jì)90年代，出現(xiàn)了功率因數(shù)校正（Power

Factor

Correction——PFC）技術(shù)。目前，單相PFC技術(shù)已比較成熟，相關(guān)的控制芯片已在各種開關(guān)電源中廣泛應(yīng)用，相比之下三相PFC技術(shù)則還處在起步階段。

高頻化是開關(guān)電源輕、薄、小的關(guān)鍵技術(shù)，國外各大開關(guān)電源制造商都在功率鐵氧體材料上加大科技創(chuàng)新，并致力于開發(fā)新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的損耗，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能。另外，電容器的小型化和表面粘著（SMT）技術(shù)的應(yīng)用為開關(guān)電源向輕、薄、小型化發(fā)展奠定了良好的技術(shù)支持。目前市場上出售的采用雙極性晶體管制成的100千赫茲開關(guān)電源和用場效應(yīng)管制成的500千赫茲開關(guān)電源雖已使用化，但其工作頻率還有待進一步的提高。

模塊化是開關(guān)電源發(fā)展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統(tǒng)，實現(xiàn)并聯(lián)方式的容量擴展。

選擇本課題可以使我掌握開關(guān)電源的工作原理，進一步加深對開關(guān)電源的理解。并把所學(xué)的專業(yè)知識（包括單片機原理與應(yīng)用技術(shù)、電力電子技術(shù)、大學(xué)物理、計算機輔助設(shè)計等）應(yīng)用到具體實例中，有效地鞏固所學(xué)的基礎(chǔ)理論知識，真正做到學(xué)有所用。

二、研究的基本內(nèi)容，擬解決的主要問題：

1、研究的基本內(nèi)容包括：開關(guān)電源的工作原理，大功率開關(guān)電源中普遍采用的全橋型電路及其驅(qū)動電路以及高頻變壓器的設(shè)計與制作等。

2、計劃將此系統(tǒng)分成四部分——功率因數(shù)校正（PFC）電路、輔助電源模塊、主電路以及控制電路。

3、功率因數(shù)校正電路用來提高整流電路的功率因數(shù)，防止大量的諧波分量涌入電網(wǎng)，造成對電網(wǎng)的諧波污染，干擾其它用電設(shè)備的正常運行。

4、輔助電源模塊用來為控制電路提供電能。擬用單片集成開關(guān)電源芯片（TOP204）來實現(xiàn)。

5、控制電路用場效應(yīng)管集成驅(qū)動芯片IR2155,驅(qū)動全橋電路。

6、主電路的設(shè)計主要包括高頻變壓器的設(shè)計和全橋型電路中功率管的選型。

三、研究步驟、方法及措施：

步驟：

（1）查閱相關(guān)的技術(shù)資料，制定初步的方案；

（2）利用適當(dāng)?shù)挠嬎銠C輔助設(shè)計軟件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）對設(shè)計方案進行模擬仿真；

（3）四個模塊設(shè)計的先后順序為功率因數(shù)校正電路、輔助電源模塊、控制電路和主電路。

方法：化繁為簡，將整個系統(tǒng)分解成四個部分，方便設(shè)計、調(diào)試。對局部電路預(yù)先進行仿真，對結(jié)果有所預(yù)期。

措施：查閱于畢業(yè)設(shè)計有關(guān)資料和文獻(xiàn)（圖書館、超星電子圖書閱覽室等）。經(jīng)常與指導(dǎo)老師取得聯(lián)系，一起探討有關(guān)電路的設(shè)計方案等問題。

四、參考文獻(xiàn)

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周志敏，周紀(jì)海，紀(jì)愛華.高頻開關(guān)電源設(shè)計與應(yīng)用實例[M].北京：人民郵電出版社，2004.[3]

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周仲編。國產(chǎn)集成電路應(yīng)用500例[M].北京：電子工業(yè)出版社，1992.

第五篇：高頻開關(guān)電源技術(shù)方案

高頻開關(guān)電源技術(shù)方案 客戶需求

技術(shù)參數(shù)30929003.pdf 技術(shù)方案 2.1 概述

現(xiàn)場的實際應(yīng)用情況：12臺15V/12000A的電源配1臺90V/2000A的電源，每6臺15V/12000A 的電源配一臺6kV/380V/1MW的變壓器，其中90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作。

電源關(guān)注核心指標(biāo)是可靠性和系統(tǒng)效率。

電源可以考慮采用3種主回路方式，每種方式各有優(yōu)缺點。

2.2主回路原理圖方案1 2.2.1方案1 總體思想為輸入36脈波移相變壓器，6組功率模塊并聯(lián)的方式，具體電路如下： 15V/12000A開關(guān)電源最大輸出功率180kW，90V/2000A開關(guān)電源最大輸出功率180kW，功率等級一樣，考慮采用同樣的主回路原理，如下：

整流器整流器36脈移相變壓器整流器整流器整流器整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊2輸入380V/50Hz功率模塊3功率模塊4功率模塊5功率模塊6功率模塊原理如下：

高頻變壓器及整流

輸入端配置36脈波移相變壓器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求； 每臺開關(guān)電源采用6個功率模塊并聯(lián)的方式，如1個模塊出現(xiàn)異常，其他模塊還能繼續(xù)降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達(dá)5%以內(nèi)，因此15V/12000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為15V/2200A，90V/2000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為90V/360A。

逆變采用移相全橋軟開關(guān)技術(shù)，效率高，比普通硬開關(guān)技術(shù)效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術(shù)，效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導(dǎo)電排由于高頻肌膚效應(yīng)的緣故，導(dǎo)電排發(fā)熱嚴(yán)重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加36脈波移相變壓器，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。2.2.2方案2 總體思想為輸入PWM整流器，4組功率模塊并聯(lián)的方式，具體電路如下：

6脈波整流器功率模塊1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入380V/50Hz功率模塊2PWM整流器功率模塊3功率模塊4

輸入端配置PWM整流器，可有效擬制輸入電流諧波，基本能滿足3%的要求；PWM整流器再備份一組6脈波整流器，只是在PWM整流器出故障時投入運行；

每臺開關(guān)電源采用4個功率模塊并聯(lián)的方式，如1個模塊出現(xiàn)異常，其他模塊還能繼續(xù)降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達(dá)5%以內(nèi)，因此15V/12000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為15V/3000A，90V/2000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為90V/500A。

逆變采用移相全橋軟開關(guān)技術(shù)，效率高，比普通硬開關(guān)技術(shù)效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術(shù)，效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導(dǎo)電排由于高頻肌膚效應(yīng)的緣故，導(dǎo)電排發(fā)熱嚴(yán)重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。

2.2.3方案3 總體思想為綜合6kV高壓配電，系統(tǒng)設(shè)計，利用6kV高壓變壓器直接做成36脈波移相變壓器，具體電路如下：

開關(guān)電源1輸出15V/12000A或90V/2000A輸入6kV/50Hz36脈波移相變壓器開關(guān)電源6輸出15V/12000A或90V/2000A

輸出15V/12000A或90V/2000A功率模塊1380V/50Hz功率模塊26脈波整流器功率模塊3功率模塊4

6kV變壓器直接設(shè)計為36脈波移相變壓器，高壓側(cè)幾乎沒有諧波，每一組輸出接入一臺開關(guān)電源。開關(guān)電源就采用普通6脈波整流；

每臺開關(guān)電源采用4個功率模塊并聯(lián)的方式，如1個模塊出現(xiàn)異常，其他模塊還能繼續(xù)降額工作，提高了工作可靠性；模塊之間的均流精度可達(dá)5%以內(nèi)，因此15V/12000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為15V/3000A，90V/2000A的開關(guān)電源每個模塊的等級設(shè)計為90V/500A。

逆變采用移相全橋軟開關(guān)技術(shù)，效率高，比普通硬開關(guān)技術(shù)效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技術(shù)，效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于采用一般二極管整流的方式，一般同步整流比普通二極管整流效率高出5%～6%。

輸出加LC濾波，如不加LC濾波，輸出導(dǎo)電排由于高頻肌膚效應(yīng)的緣故，導(dǎo)電排發(fā)熱嚴(yán)重。

90V/2000A電源由于只是用于去除氧化膜，并不需要長時間工作，從降低成本角度考慮，可以不加PWM，輸出也不需要LC濾波，直流輸出高頻方波電壓。

2.2.4方案比較

從系統(tǒng)可靠性、系統(tǒng)效率這兩個主要關(guān)心的方面進行比較。

本方案的逆變、二次整流、輸出濾波采用的最先進的技術(shù)，在前面的方案敘述中已經(jīng)提出，逆變采用全軟開關(guān)技術(shù)，比硬開關(guān)的效率高出2%左右；二次整流采用同步整流技術(shù)，比普通二極管的效率高出5%～6%左右；輸出經(jīng)過LC后為平滑的直流，不會引起后級導(dǎo)電排高頻發(fā)熱；電源內(nèi)部輸出的直流匯流排全部采用銅排，比采用鋁排的效率高出1%左右；

方案選擇主要針對輸入采用哪一種方式更合理進行比較分析?？煽啃苑治觯?/p>

36脈波移相變壓器的可靠性遠(yuǎn)遠(yuǎn)高出PWM整流器，而且方案1采用6個模塊并聯(lián)，及時2個模塊出現(xiàn)故障，也不會影響系統(tǒng)使用，方案1的可靠性遠(yuǎn)遠(yuǎn)高出方案2的可靠性；

方案3把高壓變壓器引入，作為電源設(shè)計的一部分，相當(dāng)于減少了一個變壓器的可靠性影響，因此方案3比方案1的可靠性更高。

系統(tǒng)效率分析：

方案1中變壓器損耗約為1.5%，整流器約為0.5%，前級總和約為2%；方案2中PWM整流器的損耗約為3%；方案1比方案2的效率略微高出一些；

方案3中比方案1只有一級變壓器的損耗，效率自然多出1.5%左右。綜合比較：方案排序為方案

3、方案

1、方案2。

2.2控制系統(tǒng)

功率模塊1模擬控制板Ig+-If1Io1IoUoK13875驅(qū)動電路IGBTK2集中控制板GV+-UfIfPI功率模塊6K5K6Ig+-If1K13875驅(qū)動電路IGBTIo1模擬控制板K

2控制方式：

雙環(huán)控制：電壓或電流外環(huán)，PI環(huán)； 每模塊電流內(nèi)環(huán)，比例環(huán) 2.3監(jiān)控單元

采用8寸觸摸屏；

功能：本地、遠(yuǎn)程操作切換；電源設(shè)置、啟停操作；顯示輸出等參數(shù)，電源故障信息等；RS485上位機通訊等。2.4結(jié)構(gòu)外形

見附件。