第一篇：分析高速PCB設(shè)計(jì)中影響信號(hào)完整性問題的關(guān)鍵因素

分析高速PCB設(shè)計(jì)中影響信號(hào)完整性問題的關(guān)鍵因素

信號(hào)完整性已經(jīng)越來越成為高速PCB設(shè)計(jì)者的困擾，本文我們通過對影響信號(hào)完整性關(guān)鍵因素的分析，幫助設(shè)計(jì)者解決高速PCB設(shè)計(jì)中面臨的信號(hào)完整性難題。

布線拓樸對信號(hào)完整性的影響

當(dāng)信號(hào)在高速PCB板上沿傳輸線傳輸時(shí)可能會(huì)産生信號(hào)完整性問題。布線拓?fù)鋵π盘?hào)完整性的影響，主要反映在各個(gè)節(jié)點(diǎn)上信號(hào)到達(dá)時(shí)刻不一致，反射信號(hào)同樣到達(dá)某節(jié)點(diǎn)的時(shí)刻不一致，所以造成信號(hào)質(zhì)量惡化。一般來講，星型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以通過控制同樣長的幾個(gè)分支，使信號(hào)傳輸和反射時(shí)延一致，達(dá)到比較好的信號(hào)質(zhì)量。

在使用拓?fù)渲?，要考慮到信號(hào)拓?fù)涔?jié)點(diǎn)情況、實(shí)際工作原理和布線難度。不同的Buffer，對於信號(hào)的反射影響也不一致，所以星型拓?fù)洳⒉荒芎芎媒鉀Q上述數(shù)琣a址總線連接到FLASH和SDRAM的時(shí)延，進(jìn)而無法確保信號(hào)的質(zhì)量；另一方面，高速的信號(hào)一般在DSP和SDRAM之間通信，F(xiàn)LASH加載時(shí)的速率并不高，所以在高速仿真時(shí)只要確保實(shí)際高速信號(hào)有效工作的節(jié)點(diǎn)處的波形，而無需關(guān)注FLASH處波形；星型拓?fù)浔容^菊花鏈等拓?fù)鋪碇v，布線難度較大，尤其大量數(shù)據(jù)地址信號(hào)都采用星型拓?fù)鋾r(shí)。RF布線是選擇過孔還是打彎布線

分析RF電路的回流路徑，與高速數(shù)字電路中信號(hào)回流不太一樣。二者有共同點(diǎn)，都是分布參數(shù)電路，都是應(yīng)用Maxwell方程計(jì)算電路的特性。但射頻電路是模擬電路，有的電路中電壓V＝V(t)、電流I=I(t)兩個(gè)變量都需要進(jìn)行控制，而數(shù)字電路只關(guān)注信號(hào)電壓的變化V＝V(t)。因此，在RF布線中，除了考慮信號(hào)回流外，還需要考慮布線對電流的影響。即打彎布線和過孔對信號(hào)電流有沒有影響。

此外，大多數(shù)RF板都是單面或雙面PCB，并沒有完整的平面層，回流路徑分布在信號(hào)周圍各個(gè)地和電源上，仿真時(shí)需要使用3D場提取工具分析，這時(shí)候打彎布線和過孔的回流需要具體分析；高速數(shù)字電路分析一般只處理有完整平面層的多層PCB，使用2D場提取分析，只考慮在相鄰平面的信號(hào)回流，過孔只作爲(wèi)一個(gè)集總參數(shù)的R－L－C處理。

焊盤對高速信號(hào)的影響

在PCB中，從設(shè)計(jì)的角度來看，一個(gè)過孔主要由兩部分組成：中間的鉆孔和鉆孔周圍的焊盤。焊盤對高速信號(hào)有影響，其影響類似器件的封裝對器件的影響。詳細(xì)的分析是，信號(hào)從IC內(nèi)出來以後，經(jīng)過邦定線、管腳、封裝外殼、焊盤、焊錫到達(dá)傳輸線，這個(gè)過程中的所有關(guān)節(jié)都會(huì)影響信號(hào)的質(zhì)量。但實(shí)際分析時(shí)，很難給出焊盤、焊錫加上管腳的具體參數(shù)。所以一般就用IBIS模型中的封裝的參數(shù)將它們都概括了，當(dāng)然這樣的分析在較低的頻率上可以接收，但對於更高頻率信號(hào)更高精度仿真就不夠精確?，F(xiàn)在的一個(gè)趨勢是用IBIS的V－I、V－T曲線描述Buffer特性，用SPICE模型描述封裝參數(shù)。

第二篇：高速PCB設(shè)計(jì)心得

一：前言

隨著PCB系統(tǒng)的向著高密度和高速度的趨勢不斷的發(fā)展，電源的完整性問題，信號(hào)的完整性問題（SI），以及EMI，EMC的問題越來越突出，嚴(yán)重的影響了系統(tǒng)的性能甚至功能的實(shí)現(xiàn)。所謂高速并沒有確切的定義，當(dāng)然并不單單指時(shí)鐘的速度，還包括數(shù)字系統(tǒng)上升沿及下降沿的跳變的速度，跳變的速度越快，上升和下降的時(shí)間越短，信號(hào)的高次諧波分量越豐富，當(dāng)然就越容易引起SI，EMC，EMI的問題。本文根據(jù)以往的一些經(jīng)驗(yàn)在以下幾個(gè)方面對高速PCB的設(shè)計(jì)提出一些看法，希望對各位同事能有所幫助。? 電源在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的重要性 ? 不同傳輸線路的設(shè)計(jì)規(guī)則 ? 電磁干擾的產(chǎn)生以及避免措施

二：電源的完整性

1． 供電電壓的壓降問題。

隨著芯片工藝的提高，芯片的內(nèi)核電壓及IO電壓越來越小，但功耗還是很大，所以電流有上升的趨勢。在內(nèi)核及電壓比較高，功耗不是很大的系統(tǒng)中，電壓壓降問題也許不是很突出，但如果內(nèi)核電壓比較小，功耗又比較大的情況下，電源路徑上的哪怕是0.1V的壓降都是不允許的，比如說ADI公司的TS201內(nèi)核電壓只有1.2V，內(nèi)核供電電流要2.68A，如果路徑上有0.1歐姆的電阻，電壓將會(huì)有0.268V的壓降，這么大的壓降會(huì)使芯片工作不正常。如何盡量減小路徑上的壓降呢？主要通過以下幾種方法。a：盡量保證電源路徑的暢通，減小路徑上的阻抗，包括熱焊盤的連接方式，應(yīng)該盡量的保持電流的暢通，如下圖1和圖2的比較，很明顯圖2中選擇的熱焊盤要強(qiáng)于圖1。

b：盡量增加大電流層的銅厚，最好能鋪設(shè)兩層同一網(wǎng)絡(luò)的電源，以保證大電流能順利的流過，避免產(chǎn)生過大的壓降，關(guān)于電流大小和所流經(jīng)銅厚的關(guān)系如表1所示。

（表1）oz.銅即35微米厚，2 oz.70微米, 類推

舉例說，線寬0.025英寸，采用2 oz.盎斯的銅，而允許溫升30度，那查表可知，最大安全電流是 4.0A。2． 同步開關(guān)噪聲的問題。

同步開關(guān)噪聲（Simultaneous Switch Noise，簡稱SSN）是指當(dāng)器件處于開關(guān)狀態(tài)，產(chǎn)生瞬間變化的電流（di/dt），在經(jīng)過回流途徑上存在的電感時(shí)，形成交流壓降，從而引起噪聲，所以也稱為Δi噪聲。開關(guān)速度越快，瞬間電流變化越顯著，電流回路上的電感越大，則產(chǎn)生的SSN越嚴(yán)重?；竟綖椋?/p>

VSSN=N·LLoop·(dI/dt)

公式1。

其中I指單個(gè)開關(guān)輸出的電流，N是同時(shí)開關(guān)的驅(qū)動(dòng)端數(shù)目，LLoop為整個(gè)回流路徑上的電感，而VSSN就是同步開關(guān)噪聲的大小。

如果是由于封裝電感而引起地平面的波動(dòng)，造成芯片地和系統(tǒng)地不一致，芯片的地被抬高這種現(xiàn)象我們稱為地彈（Groundbounce）。同樣，如果是由于封裝電感引起的芯片和系統(tǒng)電源被降低，就稱為電源反彈（PowerBounce）。如果芯片內(nèi)部多個(gè)驅(qū)動(dòng)同時(shí)開關(guān)時(shí)，會(huì)造成很大的芯片電源電壓的壓降和地平面的抬高，從而造成芯片的驅(qū)動(dòng)能力的降低，電路速度會(huì)減慢。由公式1可知減小回路電感可以減小VSSN，其中回路電感包括芯片管腳的寄生電感，芯片內(nèi)部電源和芯片內(nèi)部地的電感，系統(tǒng)的電源和地的電感，以及信號(hào)線自身的電感，這四部分組成。所以見小VSSN的辦法主要有以下幾種方式。

a : 降低芯片內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器的開關(guān)速率和同時(shí)開關(guān)的數(shù)目，以減小di/dt，不過這種方式不現(xiàn)實(shí)，因?yàn)殡娐吩O(shè)計(jì)的方向就是更快，更密。b : 降低系統(tǒng)供給電源的電感，高速電路設(shè)計(jì)中要求使用單獨(dú)的電源層，并讓電源層和地平面盡量接近。

c :降低芯片封裝中的電源和地管腳的電感，比如增加電源/地的管腳數(shù)目，減短引線長度，盡可能采用大面積鋪銅。

d :增加電源和地的互相耦合電感也可以減小回路總的電感，因此要讓電源和地的管腳成對分布，并盡量靠近。

3.地的分割原則

任何一根信號(hào)線中的電流都要通過和它臨近的地平面來回到它的驅(qū)動(dòng)端，所以我們進(jìn)行地的分割的時(shí)候要避免避免割斷高速信號(hào)的回留路徑，如下圖3所示：

（圖3）

上面的信號(hào)回路的電流不得不繞過分割槽，這樣會(huì)產(chǎn)生很多相關(guān)的EMI問題，以及會(huì)給信號(hào)線的阻抗匹配產(chǎn)生影響。

三：不同傳輸線路的設(shè)計(jì)規(guī)則

根據(jù)信號(hào)線所處印制版中的層疊位置可以將信號(hào)線分為微帶線和帶狀線，其中微帶線是指在PCB的表層所走的線，有一層介質(zhì)和它相臨，信號(hào)傳輸速度較帶狀線要快，帶狀線在PCB的內(nèi)層，有兩層介質(zhì)相臨，信號(hào)傳輸速度比微帶線要慢，但是EMI，EMC以及串?dāng)_等性能要好的多，所以建議高速信號(hào)都走成帶狀線。

根據(jù)信號(hào)線傳輸信號(hào)的方式最常見的有兩種方式包括單端線和差分線。其中影響單端線傳輸性能的包括信號(hào)的反射和串?dāng)_。差分線雖然噪聲免疫，但對阻抗控制，差分對間的線長要有嚴(yán)格的控制。下面分別對影響單端線和差分線性能的因素進(jìn)行一下分析。1． 單端線反射的形成以及消除辦法

我們知道如果源端的阻抗和終端的阻抗相匹配那么信號(hào)的功率 將會(huì)是最大，如果終端和源端阻抗不匹配則將會(huì)引起信號(hào)的反射，部分信號(hào)還會(huì)輻射出去造成EMI問題。

（圖4）

那么什么時(shí)候反射不用考慮，什么時(shí)候不得不考慮呢？如圖4所示，假設(shè)信號(hào)從源端由高電平變?yōu)榈碗娖絺鬏敵鋈?，信?hào)傳輸延時(shí)為Tp，（有的文檔將沿跳變時(shí)間<=四分之一Tp做為把信號(hào)線看成微波中傳輸線的條件）如果2Tp小于信號(hào)沿的跳邊時(shí)間的話，反射因素就不用考慮，因?yàn)椴粫?huì)影響電平的判斷，只會(huì)使沿的跳變不規(guī)則。相反的如果2Tp大于信號(hào)沿跳變的時(shí)間，那么反射會(huì)在發(fā)射端形成振鈴現(xiàn)象，會(huì)影響到電平的判斷，所以要考慮影響。信號(hào)線在介質(zhì)中的傳輸速度為：

公式2 公式2為信號(hào)線為帶狀線時(shí)的傳輸公式。當(dāng)信號(hào)線為微帶線時(shí)，傳輸?shù)慕殡姵?shù)的計(jì)算公式為：

公式3

如果信號(hào)線過長則反射因素就不得不考慮。解決的辦法可以在線上串一個(gè)小歐姆阻值的電阻，還可以并一個(gè)小容值的電容，不過這種方法不太現(xiàn)實(shí)。圖5為串聯(lián)電阻之前的波形，圖6為串聯(lián)電阻之后的波形。

2． 影響信號(hào)間串?dāng)_的因素及解決辦法。

串?dāng)_是信號(hào)傳輸中常見的問題，有些說法只要控制間距是線寬的3倍就可以了，也就是常說的3W原則，這種說法只是說間距越大越好，但還是不夠全面。

（圖7）

由圖7可知除了和線間距D有關(guān)，還和走線層和參考平面的高度H有關(guān)。D越大越好，H越小越好。隨著PCB的密度越來越高，有時(shí)候不能滿足3W原則，這就要根據(jù)系統(tǒng)的實(shí)際情況，看多大的串?dāng)_能夠忍受，另外由于工藝的原因H也不能太小，一般都不要小于5mil。圖8和圖9為調(diào)整線間距和H前后的對比。3． 差分線阻抗匹配和走線應(yīng)注意事項(xiàng)

現(xiàn)今LVDS走線越來越流行，主要原因是因?yàn)樗遣捎靡粚€ 對一個(gè)信號(hào)進(jìn)行傳輸，其中一根上傳輸正信號(hào)，另一根上傳輸相反的電平，在接收端相減，這樣可以把走線上的共模噪聲消除。另外就是因?yàn)樗牡凸模琇VDS一般都采用電流驅(qū)動(dòng)，電壓幅度才350mvpp。當(dāng)然它也有缺點(diǎn)就是需要2倍寬度的走線數(shù)來傳輸數(shù)據(jù)。

差分線一般傳輸信號(hào)的速度都比較快，所以要進(jìn)行嚴(yán)格的阻抗控制，一般都控制在100歐姆。下圖10為一個(gè)差分傳輸模型，其中Z11和Z22分別為兩跟信號(hào)線的特性阻抗，K為另外一跟線對自己的耦合系數(shù)。I為線上的電流。

圖10 1線上任意一點(diǎn)的電壓為V1=Z11*i1+Z11*i1*K 2線上任意一點(diǎn)的電壓為 V2=Z22*i2+Z22*i2*K因?yàn)閆11=Z22=Z0，i1=-i2,所以V1和V2大小相等方向相反。所以差分阻抗為 Zdiff=2*Z0*（1-K）

公式4 由公式4可知差分阻抗不僅和單跟線的特性阻抗Z0有關(guān)，還和耦合系數(shù)K有關(guān)，所以調(diào)整線寬，間距，介電常數(shù)，電介質(zhì)厚度，都會(huì)影響到差分阻抗。

另外差分線大多應(yīng)用在源同步時(shí)鐘系統(tǒng)當(dāng)中，這就要求數(shù)據(jù)線和時(shí)鐘線的長度要匹配，類外由差分線自身的特性要求一對之間的兩跟線要匹配。下圖11為等長的理想的差分線在接收端的情形。可以看到兩跟線完全等延時(shí)，再相減之后不會(huì)出現(xiàn)誤碼。而圖12為其中一跟線的延時(shí)比另一跟要長的情形，這樣再相減誤碼很容易產(chǎn)生。

圖11

圖12 由于布線工具和器件本身以及工藝的原因很難做到?jīng)]一對線和對與對之間的線都匹配，至于相差多少合適，并沒有嚴(yán)格的公式，即使有也要具體情況具體分析，不可能都使用。根據(jù)以往的調(diào)試經(jīng)驗(yàn)當(dāng)信號(hào)工作在500MHZ~~800MHZ之間時(shí)，對內(nèi)相差80mil，對間和時(shí)鐘相差+-250mil，不會(huì)出現(xiàn)問題。（僅做參考）。

四：電磁干擾的產(chǎn)生及避免措施

EMI即電磁輻射是很常見的問題，主要減少電磁輻射的辦法有以下幾種方法：

a ：屏蔽。在比較敏感或高速的信號(hào)周圍用地平面進(jìn)行屏蔽，每格1000mil打一個(gè)地孔。

b ：避免或減小信號(hào)的環(huán)路面積。由電磁場理論可知變化的電場產(chǎn)生變化的磁場，當(dāng)開關(guān)頻率很高的時(shí)候，會(huì)由環(huán)路向外輻射電磁能量，也容易接收外面的磁場，就象是一個(gè)天線，所以應(yīng)該盡量避免。c ：做好電源的濾波。濾波的器件主要包括磁珠和電容。磁珠類似帶通濾波器，可以抑制高頻，選擇不同容值的電容可以針對不同頻率的濾波起到旁路作用。五：總結(jié)

隨著PCB密度，速度的提高，以及工藝方面的限制，信號(hào)完整性問題，以及電磁兼容問題會(huì)越來越突出，但只要我們依據(jù)一定的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，通過一些仿真軟件比如說Hyperlynx，還是可以把高速設(shè)計(jì)問題很好的解決。

第三篇：信號(hào)完整性分析與PCB設(shè)計(jì)小結(jié)

信號(hào)完整性分析與PCB設(shè)計(jì)(2010-03-31 21:12:17)標(biāo)簽： 分類：萬千世界 雜談

1.四種類型的信號(hào)完整性問題

a）單一網(wǎng)絡(luò)的信號(hào)質(zhì)量：在信號(hào)路徑或返回路徑上由于阻抗突變而引起的反射與失真。

b）多網(wǎng)絡(luò)之間的串?dāng)_。

c）電源分配系統(tǒng)（PDS）中的軌道塌陷。d）來自元件或系統(tǒng)的電磁干擾。2.單一網(wǎng)絡(luò)的信號(hào)質(zhì)量問題

a)如果信號(hào)沿互連線傳播時(shí)所受到的瞬態(tài)阻抗發(fā)生變化，則一部分信號(hào)將被反射，另一部分信號(hào)發(fā)生失真并繼續(xù)傳播下去。因此要提高信號(hào)質(zhì)量，必須保持信號(hào)在整個(gè)路徑中感受到的瞬態(tài)阻抗不變。

b)一般來說，時(shí)域中上升時(shí)間越短的波形在頻域中的帶寬越高。如果改變頻譜使波形的帶寬降低，那么波形的上升時(shí)間就會(huì)隨之增加。無論是導(dǎo)體損耗還是介質(zhì)損耗，對高頻分量的衰減要大于低頻分量的衰減。這種選擇性衰減使得在互連線中傳播的信號(hào)的帶寬降低，上升沿退化。帶寬與上升沿之間的經(jīng)驗(yàn)公式：BW=0.35/RT BW: 表示帶寬，單位是GHZ。

RT: 表示10-90上升時(shí)間，單位為ns。

在不知道互連線帶寬的時(shí)候，我們通常經(jīng)驗(yàn)上認(rèn)為帶寬為時(shí)鐘頻率的5倍。c)把信號(hào)接入傳輸線時(shí)，它就以材料中的光速在導(dǎo)線中傳播（注意信號(hào)傳播的速度和導(dǎo)線中電子的運(yùn)動(dòng)速度無關(guān)）。信號(hào)在沿著傳輸線傳播時(shí)，同時(shí)使用信號(hào)路徑和返回路徑。信號(hào)總是指信號(hào)路徑與返回路徑之間相鄰兩點(diǎn)的電壓差。這個(gè)普遍的原則適用于所有的傳輸線，無論單端還是差分。當(dāng)頻率增加時(shí)，返回路徑上的電流選擇阻抗最低的路徑。這轉(zhuǎn)化到回路電感最低的路徑，即返回電流必將盡量靠近信號(hào)電流。頻率越高，返回電流直接在信號(hào)電流下面流動(dòng)的趨勢就越明顯。通常在頻率高于10MHZ時(shí)，絕大部分的返回電流都直接在信號(hào)路徑下面流動(dòng)。無論路徑是彎曲的還是直角拐彎的，平面上的返回路徑都會(huì)跟隨它。采用這種回路，信號(hào)路徑與返回路徑之間的回路電感就會(huì)保持很小。

任何妨礙返回電流靠近信號(hào)電流的因素，例如返回路徑上有一道裂縫，都會(huì)增加回路電感，并會(huì)增加信號(hào)受到的瞬態(tài)阻抗，這將引起信號(hào)失真。d)沒有終端端接的傳輸線最大長度的英寸值等于信號(hào)上升時(shí)間的納秒值，這是一個(gè)實(shí)用的經(jīng)驗(yàn)法則。但是幾乎所有的互連線都需要端接的，最常用的辦法是源端串聯(lián)端接。

e)即使信號(hào)路徑布線繞道而行，也不要跨越返回路徑上的突變處。f)傳輸線損耗主要為導(dǎo)線損耗和介質(zhì)損耗。通常在頻率高于1GHZ時(shí)，介質(zhì)損耗就占主導(dǎo)地位了。傳輸線損耗引起上升邊退化，從而引起ISI和眼圖塌陷。

g)當(dāng)電路板上的銅線為１盎司或34um時(shí)，若頻率大于10MHZ，則導(dǎo)線中的電流不會(huì)占用布線的整個(gè)橫截面，會(huì)出現(xiàn)趨膚效應(yīng)，導(dǎo)致互連線的電阻增大。

h)無論是導(dǎo)線損耗還是介質(zhì)損耗都會(huì)隨頻率的升高而增大。互連線越長，高頻損耗越大，線的帶寬越低。FR4板上的傳輸線傳播的信號(hào)，它的上升邊以10ps/in的速度增加。i)差分阻抗的大小是單端信號(hào)線特性阻抗的2倍。為了消除反射，在兩條信號(hào)的末端跨接一個(gè)端接電阻來匹配差分阻抗，這個(gè)阻抗值為2Z。3.軌道塌陷

a)當(dāng)變化的電流經(jīng)過PDS互連線的阻抗時(shí)就會(huì)引起電壓降，稱之為軌道塌陷。減小軌道塌陷的策略就是減小電源分配網(wǎng)絡(luò)的阻抗。

b)為了減小PDS中的電壓軌道塌陷，就要在電源和地之間加上多個(gè)去耦電容，阻止電源電壓的下降。電壓的下降量達(dá)到電源電壓的5%時(shí)的時(shí)間近似為：

T=C * 0.05 *(V/P)可以使用尺寸較小的電容器，從電容器焊盤到過孔之間的連線要盡量段，并將多個(gè)電容器并聯(lián)使用。4.傳輸線的串?dāng)_

a)把噪聲源所在的網(wǎng)絡(luò)稱為動(dòng)態(tài)網(wǎng)絡(luò)。把有噪聲產(chǎn)生的網(wǎng)絡(luò)稱為靜態(tài)網(wǎng)絡(luò)。傳輸線上的串?dāng)_分為NEXT（近端串?dāng)_）和FEXT（遠(yuǎn)端串?dāng)_），將相鄰信號(hào)路徑之間的距離增大到線寬的2倍時(shí)，可以有效的減小串?dāng)_。

b)對于線間距不大的重要的信號(hào)線，可以布防護(hù)網(wǎng)絡(luò)加以保護(hù)。

第四篇：PCB抄板信號(hào)反射分析

PCB抄板信號(hào)反射分析

當(dāng)信號(hào)在傳輸線上傳播時(shí)，只要遇到了阻抗變化，就會(huì)發(fā)生反射，解決反射問題的主要方法是進(jìn)行終端阻抗匹配。

典型的傳輸線端接策略

在高速PCB抄板數(shù)字系統(tǒng)中，傳輸線上阻抗不匹配會(huì)引起信號(hào)反射，減少和消除反射的方法是根據(jù)傳輸線的特性阻抗在其發(fā)送端或接收端進(jìn)行終端阻抗匹配，從而使源反射系數(shù)或負(fù)載反射系數(shù)為0。

傳輸線的長度符合下列的條件應(yīng)使用端接技術(shù)：L > tr/2tpd。式中，L為傳輸線長；tr為源端信號(hào)上升時(shí)間；tpd為傳輸線上每單位長度的負(fù)載傳輸延遲。傳輸線的端接通常采用2種策略：使負(fù)載阻抗與傳輸線阻抗匹配，即并行端接；使源阻抗與傳輸線阻抗匹配，即串行端接。

（1）并行端接

并行端接主要是在盡量靠近負(fù)載端的位置接上拉或下拉阻抗，以實(shí)現(xiàn)終端的阻抗匹配，根據(jù)不同的應(yīng)用環(huán)境，并行端接又可以分為如圖2所示的幾種類型。

（2）串行端接

串行端接是通過在盡量靠近源端的位置串行插入一個(gè)電阻到傳輸線中來實(shí)現(xiàn)，串行端接是匹配信號(hào)源的阻抗，所插入的串行電阻阻值加上驅(qū)動(dòng)源的輸出阻抗應(yīng)大于等于傳輸線阻抗。這種策略通過使源端反射系數(shù)為零，從而抑制從負(fù)載反射回來的信號(hào)（負(fù)載端輸入高阻，不吸收能量）再從源端反射回負(fù)載端。

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第五篇：PCB設(shè)計(jì)與信號(hào)完整性仿真

本人技術(shù)屌絲一枚，從事PCB相關(guān)工作已達(dá)8年有余，現(xiàn)供職于世界聞名的首屈一指的芯片設(shè)計(jì)公司，從苦逼的板廠制板實(shí)習(xí)，到初入Pcblayout，再到各種仿真的實(shí)戰(zhàn)，再到今天的銷售工作，一步一步一路兢兢業(yè)業(yè)誠誠懇懇，有一些相關(guān)領(lǐng)悟和大家分享。買賣不成也可交流。

1.談起硬件工作，是原理圖，pcb，碼農(nóng)的結(jié)合體，如果你開始了苦逼的pcblayout工作，那么將是漫長的迷茫之路，日復(fù)一日年復(fù)一年，永遠(yuǎn)搞不完的布局，拉線。眼冒金星不是夢。最多你可以懂得各種模塊的不同處理方式，各種高速信號(hào)的設(shè)計(jì)，但永遠(yuǎn)只能按照別人的意見進(jìn)行，毫無樂趣。

2.談起EDA相關(guān)軟件，形象的說，就普通的PROTEL/AD來說你可能只有3-6K，對于pads可能你有5-8K，對于ALLEGRO你可能6-10K,你會(huì)哀嘆做的東西一樣，卻同工不同酬，沒辦法這就是市場，我們來不得無意義的抱怨。

3.眾所周知，一個(gè)PCB從業(yè)者最好的后路就是仿真工作，為什么呢？ 一；你可以懂得各種模塊的設(shè)計(jì)原則，可以優(yōu)化不準(zhǔn)確的部分，可以改善SI/PI可以做很多，這往往是至關(guān)重要的，你可以最大化節(jié)約成本，減少器件卻功效相同； 二；從一個(gè)pcblayout到仿真算是水到渠成，讓路走的更遠(yuǎn)；

三：現(xiàn)實(shí)的說薪資可以到達(dá)11-15K or more，卻更輕松，更有價(jià)值，發(fā)言權(quán)，你不愿意嗎？

現(xiàn)在由于本人已技術(shù)轉(zhuǎn)銷售，現(xiàn)在就是生意人了哈哈，我也查詢過各種仿真資料我發(fā)現(xiàn)很少，最多不過是Mentor Graphics 的HyperLynx，candense的si工具，但是他們真的太low了，精確度和完整性根本不能保證，最多是定性的能力，無法定量。

真正的仿真是完整的die到die的仿真，是完整的系統(tǒng)的，是需要更高級的仿真軟件，被收購的xxsigrity，xxansys，hspicexx，adxx等等，這些軟件才是真正的仿真。

本人提供各種軟件及實(shí)戰(zhàn)代碼，例子，從基本入門到高級仿真，從電源仿真，到ddr仿真到高速串行仿真，應(yīng)有盡有，完全可以使用，想想以后的高薪，這點(diǎn)投入算什么呢？舍不得孩子套不住狼哦。

所有軟件全兼容32位和64位系統(tǒng)。

切記本人還提供學(xué)習(xí)手冊，你懂的，完全快速進(jìn)入仿真領(lǐng)域。你懂的！

希望各位好好斟酌，自己的路是哪個(gè)方向，是否想更好的發(fā)展，舍得是哲學(xué)范疇，投資看得是利潤的最大化，學(xué)會(huì)投資吧，因?yàn)樗档脫碛校}年！

注：本人也可提供培訓(xùn)服務(wù)，面面俱到，形象具體，包會(huì)！

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