第一篇：單級低頻小信號放大電路

單級低頻小信號放大電路

一、理解電路原理、和的作用：的作用：、組成什么反饋：什么作用：組成什么反饋：什么作用：的作用：的作用：的作用：

二、實驗結(jié)果、測出三極管

極對地電位，判斷三極管工作區(qū)域、輸入端接，峰峰值為的正弦波，測出輸出端的峰峰值，算出放大倍數(shù)：去掉，輸入端接，峰峰值為的正弦波，測出輸出端的峰峰值，算出放大倍數(shù)：哪個放大倍數(shù)大：、輸入端接，峰峰值慢慢變大的正弦波，查看輸出端波形變化，出現(xiàn)什么現(xiàn)象？、輸入端接，峰峰值的正弦波，調(diào)節(jié)，查看輸出端波形變化，出現(xiàn)什么現(xiàn)象？

第二篇：高頻小信號放大電路課程設(shè)計

通信基本電路課程設(shè)計報告

設(shè)計題目：高頻小信號放大電路

專業(yè)班級

學(xué) 號 學(xué)生姓名 指導(dǎo)教師 教師評分

目 錄

一、設(shè)計任務(wù)與要求………………………………….………………………..2

二、總體方案…………….………………………….…………………………..2

三、設(shè)計內(nèi)容…………………………….………….…………………………..2 3.1電路工作原理………………………………..………………….……….3 3.1.1 電路原理圖……………………………………………………….3 3.1.2 高頻小信號放大電路分析……………......….……….………….3 3.2 主要技術(shù)指標(biāo)…………………………………...………….……………6 3.3仿真結(jié)果與分析……………………………………………..…….……10

四、總結(jié)及體會…………………………………………………………………12

五、主要參考文獻(xiàn)………………………………………………………………13

電路原理圖如圖1：

圖1高頻小信號諧振放大器multisim電路

分析電路：

（1）增益要高，即放大倍數(shù)要大。

（2）頻率選擇性要好，即選擇所需信號和抑制無用信號的能力要強，通常用Q值來表示，其頻率特性曲線如圖2所示,帶寬BW=f2-f1= 2Δf0.7，品質(zhì)因數(shù)Q=f0/2Δf0.7.

圖4 諧振放大器電路的等效電路

放大器在諧振時的等效電路如圖4所示，晶體管的4個y參數(shù)分別如下：

輸入導(dǎo)納：

輸出導(dǎo)納：

正向傳輸導(dǎo)納：

反向傳輸導(dǎo)納：

式中為晶體管的跨導(dǎo)，與發(fā)射極電流的關(guān)系為：

有關(guān)，其關(guān)系為：，為發(fā)射結(jié)電導(dǎo)，與晶體管的電流放大系數(shù)及。

為基極體電阻，一般為幾十歐姆；

為集電極電容，一般為幾皮法；

為發(fā)射結(jié)電容，一般為幾十皮法至幾百皮法。

圖5 小信號放大器分析電路 如上圖圖5所示，輸入信號分別用于測量輸入信號

由高頻小信 號發(fā)生器提供，高頻電壓表，與輸出信號的值。直流毫安表mA用于測量放大器的集電極電流ic的值，示波器監(jiān)測負(fù)載RL兩端輸出波形。表征高頻小信號諧振放大器的主要性能指標(biāo)有諧振頻率f0，諧振電壓放大系數(shù)Avo，放大器的通頻帶BW及選擇性（通常用矩形系數(shù)Kr0.1），采用圖5所示電路可以粗略測各項指標(biāo)。諧振放大器的性能指標(biāo)及測量方法如下。

(1)諧振頻率

放大器的諧振回路諧振時所對應(yīng)的頻率f0稱為諧振頻率。f0的表達(dá)式為：

式中，L為諧振放大器電路的電感線圈的電感量；的表達(dá)式為：

式中，為晶體管的輸出電容；

為晶體管的輸入電容。

為諧路的總電容，諧振頻率f0的測試步驟是，首先使高頻信號發(fā)生器的輸出頻率為f0，輸出電壓為幾毫伏；然后調(diào)諧集電極回路即改變電容C或電感L使回路諧振。LC并聯(lián)諧振時，直流毫安表mA的指示為最?。ó?dāng)放大器工作在丙類狀態(tài)時），電壓表

圖6放大器的頻率選擇性曲線

由BW得表達(dá)式可知：

通頻帶越寬的電壓放大倍數(shù)越小。要想得到一定寬度的通頻帶，同時又能提高放大器的電壓增益，由式可知，除了選用yfe較大的晶體管外，還應(yīng)盡量減少調(diào)諧回路的總電容量。

(4)矩形系數(shù)

諧振放大器的選擇性可用諧振曲線的矩形系數(shù)Kr0.1來表示，如上圖所示，矩形系數(shù)Kr0.1為電壓放大倍數(shù)下降到0.1Avo時對應(yīng)的頻率范圍與電壓放大倍數(shù)下降到0.707 Avo時對應(yīng)的頻率偏移之比，即

上式表明，矩形系數(shù)Kr0.1越接近1，臨近波道的選擇性越好，濾除干擾信號的能力越強?？梢酝ㄟ^測量諧振放大器的頻率特性曲線來求得矩形波系數(shù)Kr0.1。

(5)噪聲系數(shù)

信噪比：用來表示噪聲對信號的影響程度，電路中某處信號功率與噪聲功率之比稱為信噪比。信噪比大，表示信號功率大，噪聲功率小，信號受噪聲影響小，信號質(zhì)量好。

噪聲系數(shù)：用來衡量放大器噪聲對信號質(zhì)量的影響程度，輸入信號的信噪比與輸出信號的信噪比的比值稱為噪聲系數(shù)。在多級放大器中，最前面一、二級對

.有掃頻儀（波特圖示儀）得出放大器的頻率選擇性曲線圖如下：

由圖可知通頻帶BW=

得

五、主要參考文獻(xiàn)

[1]張肅文.高頻電子線路（第四版）[M].北京：高等教育出版社,2004 [2]張肅文.高頻電子線路（第五版）[M].北京：高等教育出版社,2009 [3]曾興雯，劉乃安，陳健.高頻電路原理與分析（第四版），西安：西安電子科技大學(xué)出版社,2006

第三篇：高頻小信號諧振放大電路(打印版)

長 春 工 程 學(xué) 院

高頻電子線路 課程設(shè)計（論文）

題目：

高頻小信號放大電路設(shè)計

學(xué)

院：

電子與信息工程學(xué)院

專業(yè)班級：

電子0942班

學(xué)

號：

20號、31號、9號、26號

學(xué)生姓名：

指導(dǎo)教師：

起止時間：

2011.9.22~2011.10.20

電氣與信息學(xué)院

和諧

勤奮

求是

創(chuàng)新

內(nèi) 容 摘 要

高頻小信號諧振放大電路

摘要:掌握高頻小信號諧振放大器的工程設(shè)計方法,諧振回路的調(diào)諧方法,放大器的各項技術(shù)指標(biāo)的測試方法及高頻情況下的各種分布參數(shù)對電路性能的影響,表征高頻小信號諧振放大器的主要性能指標(biāo)由諧振頻率fo,諧振電壓放大倍數(shù)Avo,放大器的通頻帶BW及選擇性（通常用矩形系數(shù)Kr0.1）。

關(guān)鍵詞： 1.諧振頻率 放大器的諧振回路諧振時所對應(yīng)的頻率f0稱為諧振頻率。

2.電壓增益 放大器的諧振回路諧振時所對應(yīng)的電壓放大倍數(shù)Avo稱為諧振放大器的電壓增益（放大倍數(shù)）

3.通頻帶 由于諧振回路的選頻作用，當(dāng)工作頻率偏離諧振頻率時，放大器的電壓放大倍數(shù)下降，習(xí)慣上稱電壓放大倍數(shù)Av下降到諧振電壓放大倍數(shù)Avo的0.707倍時所對應(yīng)的頻率范圍稱為放大器的通頻帶BW。

4.矩形系數(shù) 諧振放大器的選擇性可由諧振曲線的矩形系數(shù)Kr0.1來表示矩形系數(shù)Kr0.1為電壓放大倍數(shù)下降到0.1Avo時對應(yīng)的頻率范圍與電壓放大倍數(shù)下降到0.707Avo時對應(yīng)的頻率偏離之比。

工作計劃：

1.確定電路形式。

2.設(shè)置靜態(tài)工作點。3.計算諧振回路的參數(shù)。

4.確定輸入耦合回路及高頻濾波電容。

content of marketing plan

Resonant frequency small-signal amplifier Abstract: High-frequency small-signal resonance amplifier master of engineering design methods, resonant circuit tuning method, the technical specifications of the amplifier test methods and high-frequency parameters of various distributions in case of impact on circuit performance and characterization of high-frequency small-signal the main performance indicators of the resonant amplifier from the resonant frequency fo, the resonant voltage gain Avo, the amplifier passband BW and selective(usually rectangular coefficient Kr0.1).Keywords: 1 resonant circuit resonant frequency amplifier corresponding to the resonance frequency f0 is called the resonant frequency.2 the resonant circuit voltage gain of the amplifier corresponding to the resonance voltage gain Avo called resonant amplifier voltage gain(magnification)3 pass-band frequency selection as the role of the resonant circuit when the frequency deviation from the resonant frequency, the amplifier voltage gain drop, used to call down to the voltage gain Av resonant voltage gain Avo of 0.707 times the frequency range corresponding to known as the amplifier passband BW.4 rectangular resonant amplifier selectivity coefficient by coefficient Kr0.1 resonance curve of the rectangle to represent a rectangle for the voltage gain coefficient Kr0.1 down to 0.1Avo corresponding to the frequency range and voltage gain drops to 0.707Avo the frequency corresponding to deviation of the ratio.Work plan: 1 to determine the circuit form.2 set the quiescent operating point.3 calculate the resonant circuit parameters.4 Make sure the input coupling loop and high frequency filter capacitor.設(shè)計任務(wù)說明

一、設(shè)計目的

1.了解LC串聯(lián)諧振回路和并聯(lián)諧振回路的選頻原理和回路參數(shù)對回路特性的影響；

2.掌握高頻單調(diào)諧放大器的構(gòu)成和工作原理；

3.掌握高頻單調(diào)諧放大器的等效電路、性能指標(biāo)要求及分析設(shè)計； 4.掌握高頻單調(diào)放大器的設(shè)計方案和測試方法。

二、主要技術(shù)指標(biāo)及要求

1.技術(shù)指標(biāo)

已知：電源電壓Vcc??12V，負(fù)載電阻RL?1K?條件下要求： 1)中心頻率：f0?15MHz； 2)電壓增益：40~60dB；

3)通頻帶：通頻帶B=2?f0?300KHz； 4)輸入阻抗：Z≥50Ω。2.設(shè)計要求

1)設(shè)計高頻小信號諧振放大電路；

2)根據(jù)設(shè)計要求和技術(shù)指標(biāo)設(shè)計好電路，選好元件及參數(shù)； 3)寫出設(shè)計報告。

目 錄

第一章 簡述???????????????????????????????1

1.1 論述??????????????????????????1 第二章 總體方案?????????????????????????????2 2.1 設(shè)計要求????????????????????????????2 2.2總體方案簡述??????????????????????????2 第三章電路的基本原理及電路的設(shè)計????????????????3 3.1電路的基本原理???????????????????????3 3.2 主要性能指標(biāo)及測試方法??????????????????5 3.3 電路的設(shè)計與參數(shù)的計算??????????????????8 3.3.1 電路的確定????????????????????????8 3.3.2參數(shù)計算????????????????????????8 第四章 心得體會???????????????????????????11 4.1 心得體會 ???????????????????????????11 參考文獻(xiàn)?????????????????????????????????12 致謝???????????????????????????????????13 附錄 元件清單 ????????????????????????????14

第一章

簡述

1.1 論述

高頻小信號放大器是通信設(shè)備中常用的功能電路，它所放大的信號頻率在數(shù)百千赫至數(shù)百兆赫。高頻小信號放大器的功能是實現(xiàn)對微弱的高頻信號進(jìn)行不失真的放大，從信號所含頻譜來看，輸入信號頻譜與放大后輸出信號的頻譜是相同的。

高頻小信號放大器的分類：

按元器件分為：晶體管放大器、場效應(yīng)管放大器、集成電路放大器;按頻帶分為：窄帶放大器、寬帶放大器;按電路形式分為：單級放大器、多級放大器;按負(fù)載性質(zhì)分為：諧振放大器、非諧振放大器;其中高頻小信號調(diào)諧放大器廣泛應(yīng)用于通信系統(tǒng)和其它無線電系統(tǒng)中，特別是在發(fā)射機(jī)的接收端，從天線上感應(yīng)的信號是非常微弱的，這就需要用放大器將其放大。高頻信號放大器理論非常簡單，但實際制作卻非常困難。其中最容易出現(xiàn)的問題是自激振蕩，同時頻率選擇和各級間阻抗匹配也很難實現(xiàn)。本文以理論分析為依據(jù)，以實際制作為基礎(chǔ)，用LC振蕩電路為輔助，來消除高頻放大器自激振蕩和實現(xiàn)準(zhǔn)確的頻率選擇；另加其它電路，實現(xiàn)放大器與前后級的阻抗匹配。

第二章 總體方案

2.1 設(shè)計要求

已知條件：電源電壓Vcc??12V，負(fù)載電阻RL?1K?，高頻三極管3DJ6。主要技術(shù)指標(biāo)：中心頻率f0?15MHz，電壓增益Auo?(40~60)dB(100倍~1000倍)，通頻帶B=2?f0?300KHz，輸入阻抗：Z≥50Ω。課程設(shè)計要求：要求有課程設(shè)計說明書。

2.2 總體方案簡述

高頻小信號放大器的功用就是無失真的放大某一頻率范圍內(nèi)的信號。按其頻帶寬度可以分為窄帶和寬帶放大器，而最常用的是窄帶放大器，它是以各種選頻電路作負(fù)載，兼具阻抗變換和選頻濾波功能。對高頻小信號放大器的基本要求是：

（1）增益要高，即放大倍數(shù)要大。

（2）頻率選擇性要好，即選擇所需信號和抑制無用信號的能力要強，通常用Q值來表示，其頻率特性曲線如圖-1所示,帶寬

=f2-f1= 2Δf0.7，品質(zhì)因數(shù)Q=fo/2Δf0.7.（3）工作穩(wěn)定可靠，即要求放大器的性能盡可能地不受溫度、電源電壓等外界因素變化的影響，內(nèi)部噪聲要小，特別是不產(chǎn)生自激，加入負(fù)反饋可以改善放大器的性能。

（4）阻抗匹配。第三章

電路的基本原理及電路的設(shè)計

3.1 電路基本原理

圖3-1-1所示電路為共發(fā)射極接法的晶體管小信號調(diào)諧回路諧振放大器。它不僅要放大高頻信號，而且還要有一定的選頻作用，因此，晶體管的集電極負(fù)載為LC并聯(lián)諧振回路。在高頻情況下，晶體管本身的極間電容及連接導(dǎo)線的分布參數(shù)會影響放大器的輸出信號的頻率或相位。晶體管的靜態(tài)工作點由電阻方法與低頻單管放大器相同。

和

以及

決定，其計算

圖3-1-1

放大器在諧振時的等效電路如圖3-1-2所示，晶體管的4個y參數(shù)分別如下：

輸入導(dǎo)納：

輸出導(dǎo)納：

正向傳輸導(dǎo)納：

反向傳輸導(dǎo)納： 式中，為晶體管的跨導(dǎo)，與發(fā)射極電流的關(guān)系為：

為發(fā)射結(jié)電導(dǎo)，與晶體管的電流放大系數(shù)及有關(guān)，其關(guān)系為

為基極體電阻，一般為幾十歐姆；射結(jié)電容，一般為幾十皮法至幾百皮法。

為集電極電容，一般為幾皮法；為發(fā)

圖3-1-2

，電流放大系數(shù)有晶體管在高頻情況下的分布參數(shù)除了與靜態(tài)工作點的電流關(guān)外，還與工作角頻率w有關(guān)。晶體管手冊中給出了的分布參數(shù)一般是在測試條件一定的情況下測得的。

圖3-1-2所示的等效電路中，為晶體管的集電極接入系數(shù)，即

式中，為電感L線圈的總匝數(shù)，且匝數(shù)比，即

；為輸出變壓器的副邊與原邊式中，為副邊總匝數(shù)。

。通常小信號諧振放大器的下。

為諧振放大器輸出負(fù)載的電導(dǎo)，一級仍為晶體管諧振放大器，則

將是下一級晶體管的輸入電導(dǎo)由圖3-1-2可見，并聯(lián)諧振回路的總電導(dǎo)的表達(dá)式為

式中，為LC回路本身的損耗電導(dǎo)。

3.2主要性能指標(biāo)及測量方法

表征高頻小信號諧振放大器的主要性能指標(biāo)有諧振頻率，放大器的通頻帶粗略測各項指標(biāo)。，諧振電壓放大系數(shù)

及選擇性（通常用矩形系數(shù)Kr0.1），采用3-2-1所示電路可以

圖3-2-1 輸入信號信號由高頻小信號發(fā)生器提供，高頻電壓表，分別用于測量2輸入的值，示與輸出信號的值。直流毫安表mA用于測量放大器的集電極電流波器監(jiān)測負(fù)載

1.諧振頻率 兩端輸出波形。諧振放大器的性能指標(biāo)及測量方法如下。

放大器的諧振回路諧振時所對應(yīng)的頻率稱為諧振頻率。的表達(dá)式為：

式中，L為諧振放大器電路的電感線圈的電感量；達(dá)式為：

式中，諧振頻率為晶體管的輸出電容；

為晶體管的輸入電容。，輸出電壓為幾毫

為諧路的總電容，的表的測試步驟是，首先使高頻信號發(fā)生器的輸出頻率為伏；然后調(diào)諧集電極回路即改變電容C或電感L使回路諧振。LC并聯(lián)諧振時，直流毫安表mA的指示為最?。ó?dāng)放大器工作在丙類狀態(tài)時），電壓表

指示值達(dá)到最大，且輸出波形無明顯失真。這時回路諧振頻率就等于信號發(fā)生器的輸出頻率。

2.電壓增益

放大器的諧振回路所對應(yīng)的電壓放大倍數(shù)Avo稱為諧振放大器的電壓增益.表達(dá)式為： 的的測量電路如圖3-2-1所示，測量條件是放大器的諧振回路處于諧振狀態(tài)。計算公式如下：

3.通頻帶

由于諧振回路的選頻作用，當(dāng)工作頻率偏離諧振頻率時，放大器的電壓放大倍數(shù)下降，習(xí)慣上稱電壓放大倍數(shù)Av下降到諧振電壓放大倍數(shù)率范圍稱為放大器的通頻帶BW，其表達(dá)式為： 的0.707倍時所對應(yīng)的頻

式中，為諧振放大器的有載品質(zhì)因素。

分析表明，放大器的諧振電壓放大倍數(shù)與通頻帶的關(guān)系為：

上式說明，當(dāng)晶體管通頻帶確定，且回路總電容

為定值時，諧振電壓放大倍數(shù)

與的乘積為一常數(shù)。

通頻帶的測量電路如圖3-2-1所示。可通過測量放大器的頻率特性曲線來求通頻帶。采用逐點法的測量步驟是：先使調(diào)諧放大器的諧振回路產(chǎn)生諧振，記下此時的與，然后改變高頻信號發(fā)生器的頻率（保持Vs不變），并測出對應(yīng)的電壓放大倍數(shù)Av，由于回路失諧后電壓放大倍數(shù)下降，所以放大器的頻率特性曲線如圖3-3-2所示：

圖3-2-2 由BW得表達(dá)式可知：

通頻帶越寬的電壓放大倍數(shù)越小。要想得到一定寬度的通頻帶，同時又能提高放大器的電壓增益，由式可知，除了選用電容量。4.矩形系數(shù)

諧振放大器的選擇性可用諧振曲線的矩形系數(shù)形系數(shù)0.707 為電壓放大倍數(shù)下降到0.1時對應(yīng)的頻率偏移之比，即

上式表明，矩形系數(shù)

越接近1，臨近波道的選擇性越好，濾除干擾信號的能力越強。

來表示，如圖3-2-2所示，矩

較大的晶體管外，還應(yīng)盡量減少調(diào)諧回路的總

時對應(yīng)的頻率范圍與電壓放大倍數(shù)下降到可以通過測量圖3-2-2所示的諧振放大器的頻率特性曲線來求得矩形波系數(shù)

3.3 電路的設(shè)計與參數(shù)計算 3.3.1 電路的確定

電路形式如圖3-3-1所示。

圖 3-3-1

3.3.2參數(shù)計算

已知參數(shù)要求與晶體管3DJ6參數(shù)為(1)設(shè)置靜態(tài)工作點

f MHz T ? 250，β=50。rbb??70?，Cb?c?3pF，取

IEQ=1mA, VEQ=1.5V, VCEQ=7.5V, 則

RE?VEQIEQVBQ?1.5K? VBQ??6ICQ

RB2?6IBQ??18.3K? ，取標(biāo)稱值18KΩ

RB1?VCC?VBQVBQRB2?55.6K?

RB1可用30kΩ電阻和100kΩ電位器串聯(lián),以便調(diào)整靜態(tài)工作點。

(2)計算諧振回路參數(shù) {gb?e}mS??{IE}mA?0.77mS

26?mV

{gm}mS?{IE}mA?38mS 26mV

下面計算4個y參數(shù)，yie?

因為yie?gie?j?Cie, 所以

gie?0.70mS，rie?

yoe?gb?e?j?Cb?e?0.70mS?j1.5mS，由此可得yie?1.66mS

1?rb?b(gb?e?j?Cb?e)1.5mS1?1k?，Cie??2.2pF gie?j?Cb?crb?bgm?j?Cb?c?0.02mS?j0.5mS由此可得yoe?0.5mS，1?rb?b(gb?e?j?Cb?e)，Z?11??2000Ω＞50Ω。YOyoe所以可知輸出阻抗：

因為yoe?goe?j?Coe，所以

goe?0.02mS，Coe?

yfe?

0.5mS??7.0pF

gm?37mS?j4.1mS由此可得：yfe?37.2mS

1?rb?b(gb?e?j?Cb?e),由中心頻率f0?15MHz，通頻帶B=2?f0?300KHz，則回路的有載品質(zhì)因數(shù)得：

QL?fo?50 B.設(shè)定回路的空載品質(zhì)因數(shù):

C??

再計算回路電容為：

的電容串聯(lián)。

回路中的自損耗電導(dǎo)為： go?=200,回路電感:L=5.6

1?20.1pF

(2?f0)2L,故回路總電容為:，故可采取兩個標(biāo)稱值為39pF

11??9.42?10-6SRoQo?2??fo?L

則回路總電導(dǎo)：

再設(shè)定晶體管的集電極接入系數(shù)則根據(jù)公式可得，即：

Auo?由分貝表示電壓增益

綜合以上理論分析可知，計算求出的單級放大器諧振時的電壓增益滿足設(shè)計要求。但若要驗證設(shè)計是否能夠在實驗室條件下工作，還需要搭建電路進(jìn)行實際操作，所以此方案還有待于進(jìn)一步的實驗驗證。

(3)確定輸入耦合回路及高頻濾波電容

高頻小信號諧振放大器的輸入耦合回路通常是指變壓器耦合的諧振回路。由于輸入變壓器原邊諧振回路與放大器諧振回路的諧振頻率相等，也可以直接采用電容耦合，p1?p2?yfeg??109.7

為

2，輸出變壓器3的副邊與原邊匝數(shù)比

1為，6。

高頻耦合電容一般選擇瓷片電容。

第四章 心得與體會

4.1 心得與體會

本次課程設(shè)計的完成，收獲頗多，鞏固和加深了對電子線路基本知識的理解，提高了綜合運用所學(xué)知識的能力。通過此次電路設(shè)計讓我們學(xué)會初步掌握了簡單實用電路的分析方法和工程設(shè)計方法。

在這次課程設(shè)計過程中最深刻的感觸是光有理論知識是遠(yuǎn)遠(yuǎn)不夠的，還必須懂一些實踐中的知識，比如，元器件的參數(shù)在設(shè)置時盡量選擇與標(biāo)稱值相等或相近的（如電阻和電容值的選擇）；元器件的等效替換。

在本課程設(shè)計中，是我的動手能力有了更進(jìn)一步的提高，鞏固了已學(xué)的理論知識。高頻電路課程設(shè)計相對于以前的模電課程設(shè)計來更有難度，更有挑戰(zhàn)。

此次課程設(shè)計中不但考查了我們對高頻電子線路的了解程度，更進(jìn)一步的使我們更深刻的認(rèn)識了高頻電子線路這門課程在實際中的應(yīng)用和在電子領(lǐng)域的重要性。在此次設(shè)計時我們也遇到了不少的困難和問題，但在同伴們的共同努力下，辛苦的去鉆研，去學(xué)習(xí)，最終都克服了這些困難，使問題得到了解決。其中遇到的問題很多都是在書上不能找到的，所以我們必須自己查找相關(guān)資料，利用圖書館和網(wǎng)絡(luò)，這是一個比較辛苦和漫長的過程，你必須從無數(shù)的信息中分離出對于你有用的，然后加以整理，最后才學(xué)習(xí)到變?yōu)樽约旱牟⒂玫皆O(shè)計中的問題去。

通過這次課程設(shè)計，讓我對各種電路都有了大概的了解，所以說，坐而言不如立而行，對于這些電路還是應(yīng)該自己動手實際操作才會有深刻理解。也為后續(xù)課程的學(xué)習(xí)打下了實踐的基礎(chǔ)。提高了我們發(fā)現(xiàn)問題和解決問題的能力及對相關(guān)問題資料查找、分析、篩選、整合的能力。

總而言之，從此次電路設(shè)計過程中我們受益匪淺。

參考文獻(xiàn)

[1]王衛(wèi)東.高頻電子電路（第二版）.電子工業(yè)出版社 2004.[2] 童詩白，華成英.模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)（第四版）.高等教育出版社 2006.致謝

本次課程設(shè)計，能夠順利的完成，多虧老師和同學(xué)的指導(dǎo)和幫助。

放大器的設(shè)計及制作在所有課題里是相對簡單的，但實際做起來并沒有我們想的那么容易。在原理圖與參數(shù)的設(shè)計的過程中，我們遇到了很大的困難，特別是在參數(shù)設(shè)置時，相對低頻放大，高頻放大的參數(shù)設(shè)置要復(fù)雜的多，我們遇到了許多的問題，經(jīng)過我們組的成員共同努力，和同學(xué)們的交流和耐心的指導(dǎo)，我們才順利完成任務(wù)，在此我我們向他表示我們衷心的感謝。

課程設(shè)計的完成，感謝老師的耐心指導(dǎo)幫助，在老師的嚴(yán)格要求下，這次的實際操作讓我學(xué)到了很多從書本上學(xué)不到卻終身受益的知識，良好的學(xué)習(xí)習(xí)慣，端正的學(xué)習(xí)態(tài)度。這為我以后的學(xué)習(xí)和工作打下了良好的基礎(chǔ)，更好的去面對社會，適應(yīng)社會，在此，再次向老師獻(xiàn)上我們最真誠的謝意，“老師您辛苦了”！

在此特別感謝姜航老師對我們的耐心教學(xué)及環(huán)環(huán)引導(dǎo)讓我們對高頻電子線路設(shè)計的學(xué)習(xí)變得生動有趣！

附錄

元件清單

元件名稱 元件大小 元件數(shù)量

電阻 30KΩ 一個

電阻 18K 電阻 1.5k 電阻 1k 電位器 100K 電容 1000pF 電容 0.01uF 電容 0.033uF 瓷片電容 39pF 三級管3DJ6

Ω Ω Ω Ω 一個 一個 一個 一個 一個 一個 一個

兩個

一個

第四篇：低頻小信號放大器protel原理圖(清晰版可以放大)

123456DDRc10VCC2Cc0.01uFRa10VCC1CC3470uFC1VEE11uF1R12M362OP074AR18R610KR8100KC55nFVCC1VCC2C8CC1470uFJ1C321POWERCC2470uFVCCGNDVEEJ2Ca0.01uF123INPUTv1GNDv275nFR1351KVCC2AR3CAR526318OP07voGNDJ312OUTPUTVCC1R447KC32R34.7K30nF31C477AR46C78OP0731uFR1011M8OP0726R112.2KCb0.01uF4Rb10VEE1Rd10VEE2CC4470uFCd0.01uFVEE1VEE230nFR547KVCC15nF4VEE2C6R122.2K7AR22C231uF1R22M8OP07610K91K20KB4TAPR7R91Rp1TOPBOT3247VEE1BATitleASizeBDate:File:12345NumberRevision8-Jun-2007 K:小信號放大器lab12-ryd.ddbSheet of Drawn By:6 器件封裝（footprint）：

電阻R：AXIAL0.4 普通電容C：RAD0.2 運放OP07：DIP8 電解電容：RB.2/.4 三腳插座CON3：MT6CON3V 滑動變阻器Rp：VR5

原理圖（*.Sch）中需要的器件庫文件：Miscellaneous Devices.lib

第五篇：低頻功率放大電路[小編推薦]

第6章 低頻功率放大電路

在實際的放大電路中，無論是分立元件放大器還是集成放大器，其末級都要求輸出較大的功率以便驅(qū)動如音響放大器中的揚聲器、電視機(jī)的顯像管和計算機(jī)監(jiān)視器等功率型負(fù)載。能夠為負(fù)載提供足夠大功率的放大電路稱為功率放大電路，簡稱功放。

功率放大電路按構(gòu)成放大電路器件的不同可分為分立元件功率放大電路和集成功率放大電路。由分立元件構(gòu)成的功率放大電路，電路所用元器件較多，對元器件的精度要求也較高。輸出功率可以做得比較高。采用單片的集成功率放大電路，主要優(yōu)點是電路簡單，設(shè)計生產(chǎn)比較方便，但是其耐電壓和耐電流能力較弱，輸出功率偏小。

功率放大電路按放大信號的頻率，可分為高頻功率放大電路和低頻功率放大電路。前者用于放大射頻范圍（幾百千赫茲到幾十兆赫茲）的信號，后者用于放大音頻范圍（幾十赫茲到幾十千赫茲）的信號。本章主要討論的是低頻功率放大電路。

6.1 功率放大器的一般問題

6.1.1功率放大器的特點及主要指標(biāo)

從能量控制和轉(zhuǎn)換的角度來看，功率放大電路和一般的放大電路沒有本質(zhì)的區(qū)別。但功率放大電路上既有較大的輸出電壓，同時也有較大的輸出電流，其負(fù)載阻抗一般相對較小，輸出功率要求盡可能大。因此從功率放大電路的組成和分析方法，到電路元器件的選擇，都與前幾章所討論的小信號放大電路有很大的區(qū)別。低頻功率放大器的主要指標(biāo)有以下幾項：

1．提供盡可能高的輸出功率Po

功率放大器的主要要求之一就是輸出功率要大。為了獲得較大的輸出功率，要求功率放大管（簡稱功放管）既要輸出足夠大的電壓，同時也要輸出足夠大的電流，因此管子往往在接近極限運用狀態(tài)下工作。

所謂最大輸出功率，是指在輸入正弦信號時，輸出波形不超過規(guī)定的非線性失真指標(biāo)時，放大電路最大輸出電壓和最大輸出電流有效值的成積，即：

Po?UoIo?Uom2?Iom2?12Uom?Iom

2．提供盡可能高的功率轉(zhuǎn)換效率

功率放大器實質(zhì)上是一個能量轉(zhuǎn)換器，它將直流電源提供的功率轉(zhuǎn)換成交流信號的能量提供給負(fù)載，但同時還有一部分功率消耗在功率管上并產(chǎn)生熱量。

所謂效率就是負(fù)載得到的有用信號功率和電源提供的直流總功率的比值，其定義為

??PoPV

（6.1）

式中，Po為輸出信號功率，PV為直流總功率。顯然，? 越大越好，但總有0≤? ≤1。設(shè)功放管的損耗功率為PVT，則有

PV =Po+PVT

（6.2）

式（6.2）表明，提高效率? 可以在保持輸出功率Po不變的情況下降低損耗功率PVT。

值得注意的是，效率越低，輸出功率就越低，相對的消耗在電路內(nèi)部的損耗功率也就越124 高，這部分電能使元器件和功率管的溫度升高，對電路的工作造成不利。

3．非線性失真要小

功率放大器是在大信號下工作，電壓電流擺動幅度很大，所以不可避免地產(chǎn)生非線性失真。而同一功率管的輸出功率越大，非線性失真也就越嚴(yán)重。在實際應(yīng)用中，我們應(yīng)根據(jù)負(fù)載的不同要求來選擇重點，如在音響和測量設(shè)備中應(yīng)盡量減小非線性失真。而在控制繼電器和驅(qū)動電機(jī)等工業(yè)控制場合，允許有一定的非線性失真，而以輸出功率為主要目的。

4．功率管的散熱要好

在功率放大器中，即使最大限度地提高效率?，仍有相當(dāng)大的功率消耗在功率管上，使其溫度升高。為了充分利用允許的管耗，使管子輸出的功率足夠大，就必須研究功率管的散熱問題。為了功率管的工作安全，必須給它加裝散熱片。功率管裝上散熱片后，可使其輸出功率成倍提高。

6.1.2功率放大電路工作狀態(tài)的分類

電路測試42 基本放大電路效率的測量

（見9.6）

功率放大電路按放大器中三極管靜態(tài)工作點設(shè)置的不同，可以分為甲類、乙類、甲乙類三種。如圖6-1所示。

圖6-1 功率放大電路的三種工作狀態(tài)

a）甲類

b）甲乙類

c）乙類

甲類功率放大電路通常將工作點設(shè)置在交流負(fù)載線的中點，放大管在整個輸入信號周期內(nèi)都導(dǎo)通，有電流流過。甲類功放的導(dǎo)通角為θ=360°。

在甲類放大器中，當(dāng)工作點確定之后，不管有無交流信號輸入，直流電源提供的功率PV始終是恒定的，且為直流電壓VCC與直流電流IC之積，PV?VCCIC

因此，由式（6.2）容易理解，當(dāng)交流輸出功率Po越小時，管子及電阻上損耗的功率即無用功

率PVT反而越大，這種損耗功率通常以熱量的形式耗散出去。也就是說，在沒有信號輸出時，放大器的負(fù)荷恰恰是最重的，最有可能被熱擊穿，顯然這是極不合理的。

甲類功放的最大缺點是效率低下，可以證明在理想情況下，甲類放大電路的效率最高也只能達(dá)到50%。實際的甲類放大器的效率通常在10%以下。如果能做到無信號時，三極管處于截止?fàn)顟B(tài)，電源不提供電流，只在有信號時電源才提供電流。把電源提供的能量大部分用到負(fù)載上，整體效率就會提高很多。按照此要求設(shè)計的放大器就是乙類功率放大器。乙類功率放大電路通常將工作點設(shè)置在截至區(qū)，放大管在整個輸入信號周期內(nèi)僅有半個周期導(dǎo)通，有電流流過。乙類功放的導(dǎo)通角為θ=180°。

甲乙類功率放大電路通常將工作點設(shè)置在放大區(qū)內(nèi)，但很接近截至區(qū)，放大管在整個輸入信號周期內(nèi)有大半個周期導(dǎo)通，有電流流過。甲乙類功放的導(dǎo)通角為180°≤θ≤360°。

甲乙類和乙類放大器的效率大大提高，因此甲乙類和乙類放大器主要用于功率放大電路中。

功率放大電路還有丙類，丁類等。丙類放大器一般用在高頻發(fā)射機(jī)的諧振功率放大電路中，其導(dǎo)通角為θ≤180°。丁類放大器工作于開關(guān)狀態(tài)，由于其工作效率高而得到越來越廣泛的應(yīng)用。

6.2 乙類互補對稱功率放大電路

6.2.1 OCL電路的組成

乙類放大電路雖然管耗小，有利于提高效率，但存在嚴(yán)重的失真，只有半個周期導(dǎo)通，即輸出信號只有半個波形。常用兩個對稱的乙類放大電路，一個放大正半周信號，而另一個放大負(fù)半周信號，從而在負(fù)載上得到一個合成的完整波形，這種兩管交替工作的方式稱為推挽工作方式，這種電路稱為乙類互補對稱推挽功率放大電路。

電路測試43 基本互補對稱電路的測試（見9.6）

功率放大器的基本電路如圖6-2a所示，該電路中，VT1和VT2分別為NPN型管和PNP型管，兩管的基極和發(fā)射極分別相互連接在一起，信號從基極輸入，從射極輸出，RL為負(fù)載。這個電路可以看成是由圖6-2b，6-2c兩個射極輸出器組合而成。

圖6-2 兩射極輸出器組成的基本互補對稱電路

a）基本互補對稱電路

b）由NPN管組成的射極輸出器

c）由PNP管組成的射極輸出器

（1）靜態(tài)分析

當(dāng)輸入信號ui=0時，兩個三級管都工作在截至區(qū)，此時的靜態(tài)工作電流為零，負(fù)載上無126 電流流過，輸出電壓為零。輸出功率為零。

（2）動態(tài)分析

當(dāng)信號處于正半周時，VT2截止，VT1放大，有電流通過負(fù)載RL；而當(dāng)信號處于負(fù)半周時，VT1截止，VT2放大，仍有電流通過負(fù)載RL。負(fù)載RL上流過的電流是一個完整的正弦波信號。

在電路完全對稱的理想情況下，負(fù)載電阻上的直流電壓為零，因此，不必采用耦合電容來隔直流，所以，該電路稱為無輸出電容電路（OCL電路）。

6.2.2 OCL電路的性能分析

參見圖6-2a，為分析方便起見，設(shè)晶體管是理想的，兩管完全對稱，其導(dǎo)通電壓UBE = 0，飽和壓降UCES = 0。則放大器的最大輸出電壓振幅為VCC，最大輸出電流振幅為VCC?RL，且在輸出不失真時始終有ui = uo。

1.輸出功率Po

設(shè)輸出電壓的幅值為Uom，有效值為Uo；輸出電流的幅值為Iom，有效值為Io。則

Po?UoIo?Uom2?Iom2RL12?122I2omRL?Uom2RL

2（6.3）

當(dāng)輸入信號足夠大，使Uom=Uim =VCC ?UCES≈VCC時，可得最大輸出功率

Po?Pom??UomRL?VCC2RL2

（6.4）

2.直流電源供給的功率PV

由于VT1和VT2在一個信號周期內(nèi)均為半周導(dǎo)通，因此直流電源VCC供給的功率為

PV1?

??12?1?0?0VCC?iC1d(?t)

?2??VCC?ICmsin?td(?t)

?2?1?0VCC?UomRLsin?td(?t)

?VCCUom?RL

因為有正負(fù)兩組電源供電，所以總的直流電源供給的功率為

PV?2VCCUom?RL2πVCCRL2

（6.5）

當(dāng)輸出電壓幅值達(dá)到最大，即Uom≈VCC時，得電源供給的最大功率為

PVm???1.27Pom

（6.6）

3.效率?

??PoPV??4?UomVCC

（6.7）

當(dāng)輸出電壓幅值達(dá)到最大，即Uom≈VCC時，得最高效率

?m?

PomPVm??4?78.5%

（6.8）

這個結(jié)論是假定互補對稱電路工作在乙類，且負(fù)載電阻為理想值，忽略管子的飽和壓降UCES和輸入信號足夠大（Uim≈Uom≈VCC）情況下得來的，實際效率比這個數(shù)值要低些。

4.管耗PVT

兩管的總管耗為直流電源供給的功率PV與輸出功率Po與之差 即

PVT?PV?Po?2VCCUom?RL?Uom2RL2

2Uom?2?VCCUom

???

（6.9）??RL??4??

顯然，當(dāng)ui =0即無輸入信號時，Uom =0, Po, 管耗PVT和直流電源供給的功率PV 均為0。5.最大管耗和最大輸出功率的關(guān)系

電路測試44 基本互補對稱電路最大管耗的測量（見9.6）

當(dāng)輸出電壓幅度最大時，雖然功放管電流最大但管壓降最小，故管耗不是最大；當(dāng)輸出電壓為零時，雖然功放管管壓降最大但集電極電流最小。故管耗也不是最大。由式（6.7）知，管耗PVT是輸出電壓幅值Uom的一元二次函數(shù)，存在極值。對式（6.7）求導(dǎo)可得

dPVT/dUom?Uom?2?VCC???

RL??2?令dPVT/dUom?0，則：

VCC??Uom2?02?

（6.10）

Uom?式（6.10）表明，當(dāng)輸出電壓Uom?2?VCCVCC?0.6VCC時具有最大管耗。

將式（6.10）代入式（6.7）可得最大管耗為：

2??2VCC??22?V???222VCC?VCC1?2VCC11??CC???????

（6.11）?2?2??2??RL??RLRL??4?????????PVT1m而最大輸出功率Pom?12?VCCRL2，則每管的最大管耗和電路的最大輸出功率具有如下的關(guān)系

PVT1m?1VCC?22RL?0.2Pom

（6.12）

式（6.12）常用來作為乙類互補對稱電路選擇管子的依據(jù)，例如，如果要求輸出功率為5W，則只要用兩個額定管耗大于1W的管子就可以了。

需要指出的是，上面的計算是在理想情況下進(jìn)行的，實際上在選管子的額定功耗時，還要留有充分的余地。

功放管消耗的功率主要表現(xiàn)為管子結(jié)溫的升高。散熱條件越好，越能發(fā)揮管子的潛力，增加功放管的輸出功率。因而，管子的額定功耗還和所裝的散熱片的大小有關(guān)。必須為功放管配備合適尺寸的散熱器。

6.2.3 功率晶體管的選擇

在選擇功率晶體管時，必須考慮晶體管的最大集電極功耗PCM、最大管壓降VBR, CEO、最大集電極電流ICM。

① 每只功率管的最大允許管耗PCM必須大于實際工作時的PVT1m。

② 由于乙類互補對稱功率放大電路中得一個晶體管導(dǎo)通時，另一個晶體管截止。當(dāng)輸出電壓達(dá)到最大不失真輸出幅度時，截止管所承受的反向電壓為最大，且近似等于2 VCC。因此，應(yīng)選用擊穿電壓VBR, CEO?2VCC的功率管。

③ 通過功率晶體管的最大集電極電流為VCC/RL，選擇功率晶體管的最大允許的集電極電流應(yīng)滿足ICM>VCC/RL。

【例6-1】已知乙類互補對稱功放電路如圖6-2a所示，設(shè)VCC=24V，RL=8?試求： ① 估算其最大輸出功率Pom以及最大輸出時的PV、PVT1和效率?，并說明該功率放大電路對功率晶體管的要求。

② 放大電路在? = 0.6時的輸出功率Po的值。解

① 求Pom 由式（6.4）可求出

Pom?12?VCCRL2?(24V)22?8??36W

而通過晶體管的最大集電極電流，晶體管的c, e極間的最大壓降和它的最大管耗分別為

ICm?VCCRL?24V8??3AUCEm?2VCC?48VPVT1m?0.2Pom?0.2?36W?7.2W

功率晶體管的最大集電極電流ICM必須大于3A，功率管的擊穿電壓VBR, CEO必須大于48V，功率管的最大允許管耗PCM必須大于7.2W。

② 求? =0.6時的Po值。由式（6.6）可求出

Uom?4VCC??UomRL2?4?24V?0.6?(18.3V)8?2?18.3V

則

Po?12??12??20.9W

6.2.4 OTL電路和BTL電路

OCL乙類互補對稱功率放大電路的特點是：雙電源供電、由于電路無需輸出電容所以電路可以放大變化較緩慢的信號，頻率特性較好。但由于負(fù)載電阻直接連在兩個晶體管的發(fā)射極上，假如靜態(tài)工作點失調(diào)或電路內(nèi)元器件損壞，負(fù)載上有可能因獲得較大的電流而損壞，實際電路中可以在負(fù)載回路中接入熔斷絲。

OCL乙類互補對稱功率放大電路具有很多優(yōu)點，但是采用雙電源的供電方式很不方便，互補對稱電路也可采用單電源供電，即為OTL乙類互補對稱功率放大電路。

OTL乙類互補對稱功率放大電路如圖6-3所示，VT1和VT2組成互補對稱功放的輸出電路，信號從基極輸入，發(fā)射極輸出；VT1為前置放大級，RL為負(fù)載，C1為耦合電容，C2為輸出端所接的大電容，由于VT1和VT2對稱，所以靜態(tài)時大電容C2上的電壓為VCC/2，所以C2可以作為一個電源使用，C2還有隔直流的作用。

OTL乙類互補對稱功率放大電路雖然少用一個電源，但由于大電容C2的存在，使電路對不同頻率的信號會產(chǎn)生不同的相移，輸出信號會產(chǎn)生失真。OTL電路的分析計算方法和OCL基本相同，只要把前面推導(dǎo)出的計算公式中的VCC換成VCC/2即可。

+VCCRCRB1iC1VT1C2+VCCVT1VT2VT3iLRLCEiC2uoRLuoVT3C1RB2uiVT2VT4uiRE

圖6-3 OTL互補對稱電路

圖6-4 BTL互補對稱電路

OCL電路和OTL電路的特點是效率高，但不足是電源利用率不高，電路中負(fù)載上獲得的最大輸出電壓值只有所加電源電壓的一半，電路的輸出功率將受到電源電壓的限制。為了提高電源的利用率，使負(fù)載上獲得較大的功率，可以采用平衡式無輸出變壓器電路，又稱為BTL電路。

BTL乙類互補對稱功率放大電路如圖6-4所示，VT1和VT2，VT3和VT4分別組成一對互補管，BTL電路由兩組對稱電路組成，RL為負(fù)載；信號從基極輸入，發(fā)射極輸出。靜態(tài)時，負(fù)載上RL的輸出為零。輸入信號ui正半周時，晶體管VT1和VT4導(dǎo)通，輸出電壓最大值約為VCC，輸入信號ui負(fù)半周時，晶體管VT2和VT3導(dǎo)通，輸出電壓最大值約為VCC。輸出功率為：

Po?Pom?12?UomRL2?VCC2RL2

可以證明，在同樣大小的電源電壓的負(fù)載的情況下，BTL電路的效率近似為78.5%。最大輸出功率是OTL電路的四倍。其輸出也不需要接耦合電容。其缺點是所用的晶體管數(shù)目較多。

6.3甲乙類互補對稱功率放大電路

6.3.1 乙類互補對稱電路的失真

電路測試45 基本互補對稱電路失真的測試（見9.6）

前面所討論的乙類互補對稱電路（圖6-5a所示）在實際應(yīng)用中還存在一些缺陷，主要是晶體管沒有直流偏置電流，因此只有當(dāng)輸入電壓大于晶體管導(dǎo)通電壓（硅管約為0.7V，鍺管約為0.2V）時才有輸出電流，當(dāng)輸入信號ui低于這個數(shù)值時，VT1和VT2都截止，iC1和iC2130 基本為零，負(fù)載RL上無電流通過，出現(xiàn)一段死區(qū)，如圖6-5b所示。這種現(xiàn)象稱為交越失真。解決這一問題的辦法就是預(yù)先給晶體管提供一較小的基極偏置電流，使晶體管在靜態(tài)時處于微弱導(dǎo)通狀態(tài)，即甲乙類狀態(tài)。

圖6-5 工作在乙類的雙電源互補對稱電路

a）電路

b）形成交越失真的原理

6.3.2 甲乙類互補對稱電路 1.甲乙類雙電源互補對稱電路

圖6-6所示為采用二極管作為偏置電路的甲乙類雙電源互補對稱電路。該電路中，VD1, VD2上產(chǎn)生的壓降為互補輸出級VT1、VT2提供了一個適當(dāng)?shù)钠珘海怪幱谖?dǎo)通的甲乙類狀態(tài)，且在電路對稱時，仍可保持負(fù)載RL上的直流電壓為0；而VD1、VD2導(dǎo)通后的交流電阻也較小，對放大器的線性放大影響很小。另外，VT3通常構(gòu)成驅(qū)動級，為簡明起見，其基極偏置電路在這里未畫出。

互補對稱電路

互補對稱電路

圖6-6 利用二極管進(jìn)行偏置的圖6-7 利用恒壓源電路進(jìn)行偏置的

采用二極管作為偏置電路的缺點是偏置電壓不易調(diào)整。圖6-7所示為利用恒壓源電路進(jìn)行偏置的甲乙類互補對稱電路。該電路中，由于流入VT4的基極電流遠(yuǎn)小于流過R1, R2的電流，因此可求出為VT1, VT2提供偏壓的VT4管的UCE4??1?R1/R2?UBE4，而VT4管的UBE4基本為一固定值，即UCE4相當(dāng)于一個不受交流信號影響的恒定電壓源，只要適當(dāng)調(diào)節(jié)R1, R2的

比值，就可改變VT1, VT2的偏壓值，這是集成電路中經(jīng)常采用的一種方法。

2.甲乙類單電源互補對稱電路

在有些要求不高而又希望電路簡化的場合，可以考慮采用一個電源的互補對稱電路，如圖6-8所示。該電路中，C為大電容，正常工作時，可使N點直流電位UN =VCC/2，而大電容C對交流近似短路，因此C上的電壓uC≈UC =UN =VCC/2。當(dāng)信號ui輸入時，由于VT3組成的前置放大級具有倒相作用，因此，在信號的負(fù)半周，VT1導(dǎo)電，信號電流流過負(fù)載RL，同時向C充電；在信號的正半周，VT2導(dǎo)電，則已充電的C起著雙電源電路中的?VCC的作用，通過負(fù)載RL放電并產(chǎn)生相應(yīng)的信號電流。即只要選擇時間常數(shù)RLC足夠大（遠(yuǎn)大于信號的最大周期），單電源電路就可以達(dá)到與雙電源電路基本相同的效果。

那么，如何使N點得到穩(wěn)定的直流電壓UN =VCC/2？在該電路中，VT3管的上偏置電阻R2的一端與N點而不是與M點相連，即引入直流負(fù)反饋，因此只要適當(dāng)選擇R1, R2的阻值，就可以使N點直流電壓穩(wěn)定并容易得到UN =VCC/2。值得指出，R1, R2還引入了交流負(fù)反饋，使放大電路的動態(tài)性能指標(biāo)得到了改善。

圖6-8 單電源互補對稱電路

需要特別指出的是，采用單電源的互補對稱電路，由于每個管子的工作電壓不是原來的VCC，而是VCC/2（輸出電壓最大也只能達(dá)到約VCC/2），所以前面導(dǎo)出的計算Po, PVT, PV和PVTm的公式中的VCC要以VCC/2代替。

6.4 集成功率放大器

電路測試46 集成功率放大器的測試（見9.6）

集成功率放大器由功率放大集成塊和一些外部阻容元件構(gòu)成。它具有線路簡單，性能優(yōu)越，工作可靠，調(diào)試方便等優(yōu)點，額定輸出功率從幾瓦至幾百瓦不等。已經(jīng)成為音頻領(lǐng)域中應(yīng)用十分廣泛的功率放大器。

集成功率放大器中最主要的組件是功率放大集成塊，功率放大集成塊內(nèi)部通常包括有前置級、推動級和功率級等幾部分電路，一般還包括消除噪聲、短路保護(hù)等一些特殊功能的電路。

功率放大集成塊的種類繁多，近年來市場上常見的主要有以下三家公司的產(chǎn)品：

① 美國國家半導(dǎo)體公司（NSC）的產(chǎn)品，其代表芯片有LM1875、LM1876、LM3876、132 LM3886、LM4766、LM386等。

② 荷蘭飛利浦公司（PHILIPS）的的產(chǎn)品，其代表芯片有TDA15××系列，比較著名的有TDA1514、TDA1521。

③ 意—法微電子公司（SGS）的的產(chǎn)品，其代表芯片有TDA20××系列，以及DMOS管的TDA7294、TDA7295、TDA7296等。

美國國家半導(dǎo)體公司的小功率音頻功率放大集成電路LM386因為其外圍電路比較簡單，雙列直插式封裝，8個引腳，單電源供電，電源電壓范圍廣（4V～12V 或 5V～18V）。功耗低，在6V電源電壓下，它的靜態(tài)功耗僅為24mW。輸入端以地位參考，同時輸出端被自動偏置到電源電壓的一半。頻帶較寬（300KHZ），輸出功率0.3W～0.7W，最大可達(dá)2W。LM386主要應(yīng)用于低電壓消費類產(chǎn)品，特別適用于電池供電的場合。

圖6-9所示為LM386集成功率放大器的其內(nèi)部電路，該電路中由差動放大電路構(gòu)成輸入級，其電路形式為雙端輸入-單端輸出結(jié)構(gòu)。共射放大電路構(gòu)成中間放大級，VT9和VT10構(gòu)成互補對稱電路的輸出級。采用單電源供電的OTL電路形式。內(nèi)部自帶有反饋回路，電阻R7從輸出端連接至輸入級，與R5，R6組成反饋網(wǎng)絡(luò)，形成電壓串聯(lián)交直流負(fù)反饋?？梢苑€(wěn)定靜態(tài)工作點，減小失真。VT8，VD1，VD2的作用是為VT9，VT10提供適當(dāng)?shù)闹绷髌?，以防止VT9，VT10產(chǎn)生交越失真。I為恒流源，作為中間級的負(fù)載。

R⑧⑦15k?15k?增益調(diào)節(jié)C①I⑥電源R4接旁路電容R4150?R51.35k?R615k?R7VT10VD1⑤輸出反相輸入VT1VT3VT2VT6VT4同相輸入②VT5③VD2VT850k?輸入級R150k?中間級輸出級R2VT7VT9④地

圖6-9 LM386集成功率放大器內(nèi)部電路

圖6-10a所示為LM386集成功率放大器的引腳圖，②腳為反相輸入端，③腳為同相輸入端，⑤腳為輸出端，⑥腳接電源+VCC，④腳接地，⑦腳接一個旁路電容，一般取10μF, ①腳和⑧腳之間增加一只外接電阻和電容，便可使電壓增益調(diào)為任意值（LM386電壓增益可調(diào)范圍為20～200），最大可調(diào)至200。若①腳和⑧腳之間開路，則電壓放大倍數(shù)為內(nèi)置值為20；若①腳和⑧腳之間只接一個10μF的電容，則電壓放大倍數(shù)可達(dá)200；如圖6-10b所示為LM386集成功率放大器的典型應(yīng)用電路圖中若R=1.2k?的電阻，C=10μF的電容時，電壓放大倍數(shù)可達(dá)50；使用時，可通過調(diào)節(jié)電阻R的大小來調(diào)節(jié)電壓放大倍數(shù)的大小。

增益旁路電源輸出調(diào)節(jié)電容+VCC6R1874CE10μF8765uinC5100μF23C2LM3861234地LM38610k?RW1μF100?C1R1增益反相同相調(diào)節(jié)輸入輸入(a)(b)

圖6-10 LM386集成功率放大器的引腳圖和典型應(yīng)用電路

a）LM386外形引腳排列

b）LM386典型應(yīng)用電路

LM386在和其它電路結(jié)合使用時有可能產(chǎn)生自激，對于高頻自激，可在輸入端和地之間，引腳8與地之間加接一個小電容；對于低頻自激，可在輸入端與地之間接一電阻，同時加大電源腳（6腳）的濾波電容。

選擇功率放大集成塊時主要應(yīng)注意芯片的輸出功率、供電類型、最大、最小供電電壓和典型供電電壓值。其次主要考慮的因素有放大倍數(shù)（增益）的大小、效率的高低，還要考慮芯片總諧波失真的大小、頻率特性、輸入阻抗和負(fù)載電阻的大小，最后還要考慮外圍電路的復(fù)雜程度。

6.5 功率器件

1.功率晶體管

如圖6-11示為典型的功率晶體管外形示意圖。為保證功率晶體管散熱良好，通常晶體管有一個大面積的集電結(jié)并與熱傳導(dǎo)性能良好的金屬外殼保持緊密接觸。在很多實際應(yīng)用中，還要在金屬外殼上再加裝散熱片，甚至在機(jī)箱內(nèi)功率管附近安裝冷卻裝置，如電風(fēng)扇等。

圖6-11 功率晶體管的外形圖

（1）功率晶體管的熱擊穿

在功率放大電路中，給負(fù)載輸送功率的同時，管子本身也要消耗一部分功率，這部分功率主要消耗在晶體管的集電結(jié)上（因為集電結(jié)上的電壓最高，一般可達(dá)幾伏到幾十伏以上，而發(fā)射結(jié)上的電壓只有零點幾伏），并轉(zhuǎn)化為熱量使管子的結(jié)溫升高。當(dāng)結(jié)溫升高到一定程度（鍺管一般約為90℃，硅管約為150℃）以后，就會使管子因過熱擊穿而永久性損壞，因而輸出功率受到管子允許的最大管耗的限制。值得注意的是，管子允許的功耗與管子的散熱情況有密切的關(guān)系。如果采取適當(dāng)?shù)纳岽胧陀锌赡艹浞职l(fā)揮管子的潛力，增加功率管的輸134 出功率。反之，就有可能使晶體管由于結(jié)溫升高而被損壞。所以解決好功率晶體管的散熱問題，對于提高功率放大器的整機(jī)性能具有重要的意義。

（2）功率晶體管的二次擊穿

在實際工作中，常發(fā)現(xiàn)功率晶體管的功耗并未超過允許的PCM值，管子本身的溫度也并不高（不燙手），但功率晶體管卻突然失效或者性能顯著下降。這種損壞的原因，有可能是由于二次擊穿所造成的。下面就二次擊穿問題進(jìn)行簡單介紹。

二次擊穿現(xiàn)象可以用圖6-11說明。當(dāng)集電極電壓UCE逐漸增加時，首先出現(xiàn)一次擊穿現(xiàn)象，如圖6-11中AB段所示，這種擊穿就是正常的雪崩擊穿。當(dāng)擊穿出現(xiàn)時，只要適當(dāng)限制功率晶體管的電流（或功耗），且進(jìn)入擊穿的時間不長，功率晶體管并不會損壞。所以一次擊穿（雪崩擊穿）具有可逆性。一次擊穿出現(xiàn)后，如果繼續(xù)增大iC到某數(shù)值，晶體管的工作狀態(tài)將以毫秒級甚至微秒級的速度移向低電壓大電流區(qū)，如圖6-12中BC段所示，BC段相當(dāng)于二次擊穿。二次擊穿的結(jié)果也是一種永久性損壞。

圖6-12 晶體管的二次擊穿現(xiàn)象

產(chǎn)生二次擊穿的原因至今尚不完全清楚。一般來說，二次擊穿是一種與電流、電壓、功率和結(jié)溫都有關(guān)系的效應(yīng)。它的物理過程多數(shù)認(rèn)為是由于流過晶體管結(jié)面的電流不均勻，造成結(jié)面局部高溫（稱為熱斑），因而產(chǎn)生熱擊穿所致。這與晶體管的制造工藝有關(guān)。

晶體管的二次擊穿特性對功率管，特別是外延型功率管，在運用性能的惡化和損壞方面起著重要影響，因此在電路設(shè)計參數(shù)選擇時必須考慮二次擊穿的因素。如增大功率余量、改善散熱情況、選用較低的電源電壓、不要將負(fù)載開路或短路、輸入信號不要突然增大、對功率管采取適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)措施。

（3）功率晶體管的安全工作區(qū)

為了保證功率管安全工作，主要應(yīng)考慮功率晶體管的極限工作條件的限制，這些條件有，集電極允許的最大電流ICM、集電極允許的最大電壓UBR,CEO和集電極允許的最大功耗PCM等，另外還有二次擊穿的臨界條件。

如圖6-13陰影線內(nèi)所示為功率晶體管的安全工作區(qū)。顯然，考慮了二次擊穿以后，功率晶體管的安全工作范圍變小了。

需要指出的是，為保證功率晶體管工作時安全可靠，實際工作時的電壓、電流、功耗、結(jié)溫等各變量最大值不應(yīng)超過相應(yīng)的最大允許極限值的50%～80%。

135

6-13 功率晶體管的安全工作區(qū)

2.功率MOSFET

+ 功率MOSFET的結(jié)構(gòu)剖面圖如圖6-14所示。它以N型襯底作為漏極，在其上有一層N? 型外延層，然后在外延層上摻雜形成一個P型層和一個N+ 型層源極區(qū)，最后利用光刻的方法沿垂直方向刻出一個V形槽，在V形槽表面有一層二氧化硅并覆蓋一層金屬鋁，形成柵極。當(dāng)柵極加正電壓時，靠近柵極V形槽下面的P型半導(dǎo)體將形成一個N型反型層導(dǎo)電溝道（圖中未畫出）?？梢?，自由電子沿導(dǎo)電溝道由源極到漏極的運動是縱向的，它與第3章介紹的載流子是橫向從源極流到漏極的小功率MOSFET不同。因此，這種器件被命名為VMOSFET（簡稱VMOS管）。

圖6-14 VMOSFET結(jié)構(gòu)剖面圖

參見圖6-14，由于VMOS管的漏區(qū)面積大，因此有利于利用散熱片散去器件內(nèi)部耗散的功率。同時溝道長度（當(dāng)柵極加正電壓時在V形槽下P型層部分形成）可以做得很短（例如1.5?m），且溝道間又呈并聯(lián)關(guān)系（根據(jù)需要可并聯(lián)多個），故允許流過的電流ID很大。此外，利用現(xiàn)代半導(dǎo)體制造工藝，使VMOS管靠近柵極形成一個低濃度的N? 外延層，當(dāng)漏極與柵極間的反向電壓形成耗盡區(qū)時，這一耗盡區(qū)主要出現(xiàn)在N外延區(qū)，N區(qū)的正離子密度低，電場強度低，因而有較高的擊穿電壓。這些都有利于VMOS制成大功率器件。目前制成的VMOS產(chǎn)品，耐壓達(dá)1000V以上，最大連續(xù)電流值高達(dá)200A。

與功率BJT相比，VMOS器件具有以下優(yōu)點。

① 與MOS器件一樣是電壓控制電路器件，輸入電阻極高，因此所需驅(qū)動電流極小，功136

?

? 率增益高。

② 在放大區(qū)，其轉(zhuǎn)移特性幾乎是線性的，gm基本為常數(shù)。

③ 因為漏源電阻溫度系數(shù)為正，當(dāng)器件溫度上升時，電流受到限制，所以VMOS不可能有熱擊穿，因而不會出現(xiàn)二次擊穿，溫度穩(wěn)定性高。

④ 因無少子存儲問題，加上極間電容小，VMOS的開關(guān)速度快，工作頻率高，可用于高頻電路（其fT≈600MHz）或開關(guān)式穩(wěn)壓電源等。

VMOS器件還有其他一些優(yōu)點，例如導(dǎo)通電阻rDS,ON≈3?。目前在VMOSFET的基礎(chǔ)上又已研制出雙擴(kuò)散VMOSFET，或稱DMOS器件，這是新的發(fā)展方向之一。

3．功率模塊

這里所討論的功率模塊是指由若干BJT、MOSFET或BiFET（BJT-FET組合器件）組合而成的功率部件。這種功率模塊近年來發(fā)展很快，成為半導(dǎo)體器件的一支生力軍。它的突出特點是，大電流、低功耗，電壓、電流范圍寬，電壓高達(dá)1200V，電流高達(dá)400A。現(xiàn)在已廣泛用于不間斷電源（UPS）、各種類型的電機(jī)控制驅(qū)動、大功率開關(guān)、醫(yī)療設(shè)備、換能器、音頻功放等。

功率模塊包括BJT達(dá)林頓模塊、功率MOSFET模塊、IGBT（絕緣柵雙極型三極管）模塊等。按速度和功耗又可分為高速型和低飽和壓降型。這里以IGBT模塊為例，介紹功率模塊的結(jié)構(gòu)。

IGBT是由具有高輸入阻抗、高速的MOSFET和低飽和壓降的BJT組成的。圖6-18所示為這種IGBT結(jié)構(gòu)的簡化等效電路和器件符號。

圖6-15 IGBT的等效電路及符號

a）等效電路

b）符號

圖6-15中VT2為增強型MOS管，工作時，首先在施加于柵極電壓之后形成導(dǎo)電溝道，出現(xiàn)PNP管VT1的基極電流，IGBT導(dǎo)電；當(dāng)FET溝道消失，基極電流切斷，IGBT截止。

功率模塊將許多獨立的大功率BJT，MOSFET等集合在一起封裝在一個外殼中，其電極與散熱片相隔離，型號不同，電路多樣化，便于應(yīng)用。

知識小結(jié)

功率放大電路研究的重點是如何在允許的失真情況下，盡可能提高輸出功率和效率。

功率放大電路的特點是信號的電壓和電流的動態(tài)范圍大，是在大信號下工作的，小信號的分析方甲類功放電路的效率低，不適合作功放電路。與甲類功率放大電路相比，乙類互補對稱功率放大

法已不再使用，功率放大電路的分析方法通常采用圖解法進(jìn)行分析。電路的主要優(yōu)點是效率高，在理想情況下，其最大效率約為78.5%。為保證晶體管安全工作，雙電源互補對稱電路工作在乙類時，器件的極限參數(shù)必須滿足PCM＞PVT1≈0.2Pom，?UBR,CEO?＞2VCC，ICM＞VCC/RL。

來考慮。由于晶體管輸入特性存在死區(qū)電壓，工作在乙類的互補對稱電路將出現(xiàn)交越失真，克服交越失真集成功放具有體積小、電路簡單、安裝調(diào)試方便等優(yōu)點而獲得廣泛的應(yīng)用。

為了保證器件的安全運行，可從功率管的散熱、防止二次擊穿、降低使用定額和保護(hù)措施等方面的方法是采用甲乙類（接近乙類）互補對稱電路。通常可利用二極管或三極管UBE擴(kuò)大電路進(jìn)行偏置。

思考與練習(xí)

6.1 如何區(qū)分晶體管是工作在甲類、乙類還是甲乙類？畫出在三種工作狀態(tài)下的靜態(tài)工作點及相應(yīng)的工作波形。

6.2 在甲類、乙類和甲乙類放大電路中，放大管的導(dǎo)通角分別等于多少？它們中哪一類放大電路效率高？

6.3 由于功率放大電路中的晶體管常處于接近極限工作狀態(tài)，因此，在選擇晶體管時必須特別注意哪3個參數(shù)？

6.4 有人說：“在功率放大電路中，輸出功率最大時，功放管的功率損耗也最大。”這種說法對嗎？設(shè)輸入信號為正弦波，對于工作在甲類的功率放大輸出級和工作在乙類的互補對稱功率輸出級來說，這兩種功放分別在什么情況下管耗最大？

6.5 與甲類功率放大電路相比，乙類互補對稱功率放大電路的主要優(yōu)點是什么？ 6.6 乙類互補對稱功率放大電路的效率在理想情況可達(dá)到多少？

6.7 設(shè)采用雙電源互補對稱電路，如果要求最大輸出功率為5W，則每只功率晶體管的最大允許管耗PCM至少應(yīng)多大？

6.8 在圖6-8所示電路中，用二極管VD1和VD2的管壓降為VT1和VT2提供適當(dāng)?shù)钠?，而二極管具有單向?qū)щ姷奶匦裕藭r輸入的交流信號能否通過此二極管從而也為VT1和VT2供給交流信號？并說明理由。

6.9 設(shè)放大電路的輸入信號為正弦波，問在什么情況下，電路的輸出出現(xiàn)飽和及截止的失真？在什么情況下出現(xiàn)交越失真？用波形示意圖說明這兩種失真的區(qū)別。

6.10 在輸入信號正弦波作用下，互補對稱電路輸出波形是否有可能出現(xiàn)線性（即頻率）失真？為什么？ 6.11 在單電源互補對稱電路中，能用式（6.4）～（6.12）直接計算輸出功率、管耗、電源供給的功率、效率并選擇管子嗎？

6.12 在圖6-16所示電路中，設(shè)晶體管的?=100，UBE=0.7V，UCES=0，ICEO=0，電容C對交流可視為短路。輸入信號ui為正弦波。

① 計算電路可能達(dá)到的最大不失真輸出功率Pom。② 此時RB應(yīng)調(diào)節(jié)到什么阻值？

③ 此時電路的效率?為多少？試與工作在乙類的互補對稱電路比較。

6.13 雙電源互補對稱電路如圖6-17所示，已知VCC=12V，RL=16?，ui為正弦波。

① 求在晶體管的飽和壓降UCES可以忽略不計的條件下，負(fù)載上可能得到的最大輸出功率Pom。② 每個管子允許的管耗PCM至少應(yīng)為多少？ ③ 每個管子的耐壓?UBR, CEO?應(yīng)大于多少？

138

圖6-16 習(xí)題6.12圖

圖6-17 習(xí)題6.13圖

6.14 參見圖6-17所示電路，設(shè)ui為正弦波，RL=8?，要求最大輸出功率Pom = 9W。晶體管的飽和壓降UCES可以忽略不計，求：

① 正、負(fù)電源VCC的最小值。

② 根據(jù)所求VCC最小值，計算相應(yīng)的最小值ICM、?UBR,CEO?。③ 輸出功率最大（Pom =9W）時，電源供給的功率PV。④ 每個管子允許的管耗PCM的最小值。

⑤ 當(dāng)輸出功率最大（Pom =9W）時所要求的輸入電壓有效值。

6.15 參見圖6-17所示電路，管子在輸入信號ui作用下，在一周內(nèi)VT1和VT2輪流導(dǎo)通約180°，電源電壓VCC=20V，負(fù)載RL=8?，試計算：

① 在輸入信號Ui=10V（有效值）時，電路的輸出功率、管耗、直流電源供給的功率和效率。② 當(dāng)輸入信號Ui的幅值Uim=VCC =20V時，電路的輸出功率、管耗、直流電源供給的功率和效率。6.16 一單電源互補對稱電路如圖6-18所示，設(shè)ui為正弦波，RL=8?，管子的飽和壓降UCES可以忽略不計。試求最大不失真輸出功率Pom（不考慮交越失真）為9W時，電源電壓VCC至少應(yīng)為多大？

圖6-18習(xí)題6.16圖

6.17 參見圖6-8所示單電源互補對稱電路，設(shè)VCC=12V，RL = 8?，C的電容量很大，ui為正弦波，在忽略管子飽和壓降UCES情況下，試求該電路的最大輸出功率Pom。

139